Wavetek ACTERN ANT20 series/ant20-3035/english/operating manual/_start.pdf operating manual

Vorsprung mit innovativer

Jitter-/Wander-Meûtechnik

O.172

Application Note 71

Synchronisation ±
Jitter ± Wander:
Grundlagen
und Meûtechnik

Eine ANT-20-Applikation

Wandel & Goltermann

Communications Test Solutions

AbkuÈ rzungen

ADM Add Drop Multiplexer
ANSI American National Standards Institute
AU Administrative Unit
BITS Building Integrated Timing Source
DS-x Digital Signal, Level x
DWDM Dense Wavelength Division Multiplex
E1 2,048-kbit/s-Verbindung
ETSI European Telecommunication

FAS Frame Alignment Signal
GPS Global Positioning System
GSM Global System for Mobile

ITU International Telecommunications Union
JTF Jitter Transfer Function
LOF Loss of Frame
LOS Loss of Signal
MTIE Maximum Time Interval Error
MTJ Maximum Tolerable Jitter
NDF New Data Flag
NE Netzelement
O.171 ITU-T-Empfehlung zur Jitter- und

O.172 ITU-T-Empfehlung zur Jitter- und

OC Optical Carrier
PDH Plesiochronous Digital Hierarchy
PLL Phase Locked Loop
POH Path Overhead
ppm Parts per Million (10
PRC Primary Reference Clock
PRS Primary Reference Source
RDI Remote Defect Indication
REI Remote Error Indication
RMS Root Mean Square
Rx Empfangsseite
S1 Synchronisation Status Byte

SDH Synchronous Digital Hierarchy
SEC SDH Equipment Clock
SOH Section Overhead
SONET Synchronous Optical Network
SSU Synchronisation Supply Unit
STM Synchronous Transport Module
STS Synchronous Transport Signal
TIE Time Interval Error
TSE Test Sequence Error
TU Tributary Unit
Tx Sendeseite
UI Unit Interval

Impressum

Autoren:
Jochen Hirschinger, Wolfgang Miller

Herausgeber:
Wandel & Goltermann GmbH & Co.
Elektronische Meûtechnik
MuÈ hleweg 5
D-728000 Eningen u. A.
Germany

AÈnderungen vorbehalten
Bestell-Nr. TP/EN/A071/0799/GE
Printed in Germany 

Standardization Institute

Communications

Wander-Messung an elektrischen
Schnittstellen von PDH-Systemen

Wander-Messung an elektrischen und
optischen Schnittstellen von
SDH-Systemen

-6

)

(Timing Marker)

Der Advanced Network Tester
ANT-20 ist der Welt-Standard
im Bereich der UÈbertragungs­meûtechnik. Als modulare
Plattform beherrscht er PDH,
SDH, SONET und ATM und ist
flexibel nach KundenbeduÈ rf­nissen konfigurierbar. Eine
wichtige Komponente im brei­ten Funktionsumfang ist der
Bereich Jittermeûtechnik:

.

Jitter/Wander-Messungen
bei allen wichtigen Bitraten:
E1, E3, E4, STM-1/4/16 bzw.
DS1, DS2, DS3, STS-1/3/12,
OC-1/3/12/48

.

Volle KompatibilitaÈ t zum Stan­dard ITU-T O.172 ermoÈ glicht
aussagekraÈ ftige, vergleichbare
und praÈ zise Meûergebnisse

.

Graphische Ergebnisdar­stellung mit Zoom-Funktion
stellt sicher, daû auch bei
Langzeitmessungen Detail­fehler entdeckt werden koÈn­nen. NuÈ tzlich auch fuÈ r Ab­nahmeprotokolle.

.

Automatisierung durch CATS
Test Sequencer: erhoÈ ht die

Effizienz bei haÈ ufig wieder­kehrenden Messungen und
bei Langzeitmessungen

.

PC-Konzept, Windows­BedienoberflaÈ che, Touch­sreen; Meûergebnisse und
Setups koÈ nnen praktisch in
beliebiger Menge auf HD ge­speichert werden. Floppy­Disk-Drive fuÈ r Datenaustausch.
Offline-Analyse gespeicherter
Ergebnisse sind mit jedem
PC moÈ glich. PCMCIA-Steck­plaÈ tze fuÈ r einfaches Instal­lieren von Modems und/oder
LAN-Karten.

Inhalt

1 Einleitung 3
2 Definition und Ursache von Jitter

2.1 Was ist Jitter und Wander

2.2 Ursachen fuÈ r Jitter und Wander

2.3 StoÈ rwirkung durch Jitter

2.4 StoÈ rwirkung durch Wander

2.5 Wie werden Jitter
und Wander gemessen?

3 Jitterapplikationen

3.1 Messung des Ausgangsjitters

3.2 Messung der JittervertraÈ glichkeit (MTJ) 8

3.3 Messung der JitteruÈ bertragung (JTF)

3.4 Messung des Mapping-Jitters

3.5 Messung des kombinierten Jitters

4 Synchronisation

4.1 Aufbau eines Synchronisationsnetzes

4.2 Wie funktioniert
die TaktruÈ ckgewinnung

4.3 Taktableitung bei Netzelementen

4.4 Das Verwenden von Timing-Markern

4.5 Taktausgleich durch Pointeraktionen

4.6 Meûapplikationen

5 Wander-Applikationen

5.1 Wandermessung

5.2 Wander-Offline-Analyse

6 Jitter- und Wander-Meûtechnik
Anhang: Normen fuÈ r Jitter und Wander

10
11
13
15
15

16
17
17
19
20
21
21
24
28
30

3
3
3
4
4

4
5
5

2

1 Einleitung

Der staÈ ndig steigende Informationsbedarf unserer
modernen Industriegesellschaft bringt an der
Schwelle in ein neues Jahrtausend die Telekom­munikationsmaÈ rkte in Bewegung. Die Anforde­rungen an moderne UÈbertragungsnetze steigen
staÈ ndig.
Netzbetreiber konkurrieren mit neuen Diensten
(ATM, GSM), sichern hoÈ here Performancewerte zu
(minimale Bitfehlerrate, hohe VerfuÈ gbarkeit) und
bieten dem Endkunden wirtschaftliche LoÈ sungen
durch flexible Bandbreitenangebote. Technische
Folgen dieser Entwicklung sind aufwendigere
UÈbertragungsverfahren, hoÈ here UÈbermittlungs­geschwindigkeiten und komplexer werdende Netz­topologien. Synchrone Netze basierend auf der
SDH/SONET-Technik sind bestens geeignet, die-

sen Anforderungen gerecht zu werden. Sie haben
sich heute im Bereich der UÈbertragungstechnik
weitgehend durchgesetzt.
Allerdings stellen diese Netze hohe AnspruÈ che an
den Synchronismus und damit an die Phasen­stabilitaÈ t der Takt- und Datensignale.
Im praktischen Betrieb fuÈ hren verschiedene StoÈr­einfluÈ sse zu mehr oder weniger groûen Abwei­chungen von einem streng synchronen Zustand.
Sie aÈ uûern sich als Jitter oder Wander und fuÈhren
durch die damit verbundenen Bitfehler, Slips, Da­tenverluste oder Frequenzinterferenzen zu Quali­taÈ tseinbuûen bei der UÈbertragung. Deshalb gehoÈrt
der Nachweis des geforderten Sychnronzustands
zu den wichtigen Meûaufgaben bei der Abnahme
und im Betrieb der Netzelemente.

2 Definition und Ursache von Jitter

2.1 Was ist Jitter und Wander?

Jitter:

Als Jitter bezeichnet man die periodischen oder
stochastischen Abweichungen der Kennzeitpunkte
eines Digitalsignals gegenuÈ ber ihren idealen, aÈ qui­distanten Sollzeitpunkten (Bild 1). Mit anderen Wor­ten: Die Flanken eines Digitalsignals liegen zeitlich
etwas fruÈ her oder spaÈ ter, verglichen mit einem voÈl­lig gleichmaÈ ûigen, absoluten Zeitraster (Referenz­takt).

Jitter­freier
Takt

Jitter­behafteter
Takt

Ideales Zeitraster

Wander:

Jitter mit sehr langsamen PhasenaÈ nderungen be­zeichnet man als Wander. ITU-T G.810 hat die
Grenze zwischen Jitter und Wander bei 10 Hz fest­gelegt.

2.2 Ursachen fuÈ r Jitter und Wander

StoÈ rsignale:

ImpulsgeraÈ usch oder UÈbersprechen koÈ nnen Pha­senschwankungen verursachen, die sich eher aus
hochfrequenten Anteilen zusammensetzen und
einen unsystematischen (stochastischen) Jitter er­zeugen.

Muster-Jitter:

Verzerrungen des Digitalsignals fuÈ hren zu einer so­genannten Intersymbolinterferenz, einem zeitlichen
Impulsnebensprechen. Dabei liegt eine Interferenz
zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen des Digi­talsignals vor. Es entsteht dadurch ein vom Muster
abhaÈ ngiger systematischer Jitter.

Phasenrauschen:
Obwohl in SDH/ SONET-Systemen die Taktgenera­toren meist auf einen Referenztakt synchronisiert
werden, verbleiben doch Phasenschwankungen,

Takt­abwei­chung
und Jitter

Zeit

Bild 1: Die Abweichung der Taktflanken gegenuÈ ber einem idealen Zeitraster
bezeichnet man als Jitter

die z. B. durch thermisches Rauschen oder durch
Drift der verwendeten Oszillatoren verursacht wer­den. Dabei fuÈ hren die schnelleren PhasenaÈ nderun­gen durch das Rauschen zu Jitter, waÈ hrend die
temperatur- und alterungsbedingte Drift zu lang­samen PhasenaÈ nderungen und damit zu Wander
fuÈ hrt.

Laufzeitschwankungen:
AÈnderungen der Signallaufzeit auf dem UÈbertra­gungsweg fuÈ hren zu entsprechenden Phasen­schwankungen. In der Regel sind diese Abwei­chungen relativ langsam. Zum Beispiel entstehen
solche LaufzeitaÈ nderungen in optischen Fasern
durch die taÈ glichen Temperaturschwankungen. Da­mit liegt diese Komponente vorwiegend im Bereich
des Wanders.

3

Stopf- und Wartezeit-Jitter:

Beim Multiplexen muÈ ssen asynchrone Digital­signale an die UÈbertragungsrate des hoÈ her getak­teten Systems durch das EinfuÈ gen von Stopfbits
angepaût werden. Diese Stopfbits muÈ ssen beim
Demultiplexen wieder entfernt werden. Die dadurch
entstehenden LuÈ cken gleicht ein geglaÈ tteter Takt
aus. Diese GlaÈ ttung kann nicht perfekt sein, so daû
ein Stopf- und Wartezeit-Jitter entsteht.

Mapping-Jitter:
Plesiochrone oder asynchrone Signale werden
durch Bitstopfen in Container synchroner Signale
gemappt. Am naÈ chsten terminierenden Multiplexer
werden die plesiochronen Zubringer wieder ausge­packt. Aufgrund des vorangegangenen Bitstopfens
entstehen dabei LuÈ cken im wiedergewonnenen
Signal, welche durch PLL-Schaltungen ausge­glichen werden. Trotzdem verbleibt eine gewisse
Phasenmodulation, die man als Mapping- oder
auch Stopf-Jitter bezeichnet (siehe Abschnitt 3.4)

2.4 StoÈ rwirkungen durch Wander

Die PhasenaÈ nderungen des Wanders fuÈ hren nicht
zu Bitfehlern wie beim Jitter, da der zuruÈ ckgewon­nene Takt diesen langsamen PhasenaÈ nderungen
leicht folgen kann. UÈber laÈ ngere Zeiten koÈ nnen sich
die Wander-Amplituden jedoch zu sehr hohen Wer­ten akkumulieren. Sehr hohe Wander-Amplituden
koÈ nnen z. B. die an Netz- und Vermittlungsknoten
aus verschiedenen Richtungen eintreffenden
Digitalsignale gegeneinander aufweisen. Da die
Digitalsignale intern mit einem gemeinsamen Takt
weiterverarbeitet werden, muÈ ssen Zwischenpuffer
den Wander ausgleichen.

In SDH/SONET-Knoten koÈ nnen diese Zwischen­puffer relativ klein sein, da eine Anpassung mit Hilfe
von Pointeraktionen moÈ glich ist. Allerdings koÈ nnen
die Pointeraktionen zu hohen Jitter-Amplitude des
transportierten Payload-Signals am Zubringeraus­gang fuÈ hren.

Pointer-Jitter:

Taktdifferenzen zwischen zwei Netzen oder zwi­schen SDH-Netzelementen werden durch Pointer­bewegungen ausgeglichen. Die PointerspruÈ nge
betragen je nach Multiplexebene acht oder 24 Bit.
Wenn das Zubringersignal am Endpunkt wieder
ausgepackt wird, sind dort diese Phasen­aÈ nderungen ebenfalls vorhanden. Sie werden
durch eine PLL-Schaltung geglaÈ ttet. Die Rest­phasenmodulation nennt man Pointer-Jitter. Neben
dem Pointer-Jitter tritt am ausgepackten Signal
stets auch der Mapping-Jitter auf, so daû man im­mer die Summe der beiden miût, den sogenannten
kombinierten Jitter (siehe Abschnitt 3.5)

2.3 StoÈ rwirkungen durch Jitter

TaktruÈ ckgewinnungsschaltungen in Netzelementen
haben die Aufgabe, mit Hilfe des zuruÈ ckgewonne­nen Bittaktes das Digitalsignal korrekt, d. h. moÈg­lichst in der Mitte des Bits abzutasten. Sind sowohl
das Digitalsignal als auch der Takt mit gleichem Jit­ter behaftet, so aÈ ndert sich die Lage des Abtast­zeitpunkts trotz groûer Jitterauslenkung nicht. Es
entstehen keine Fehlabtastungen und damit auch
keine Bitfehler. Dies ist streng genommen aber nur
bei niederfrequentem Jitter der Fall, bei dem die
TaktruÈ ckgewinnungsschaltung einer PhasenaÈn­derung des Digitalsignals uneingeschraÈ nkt folgen
kann. Bei hoÈ heren Jitter-Frequenzen kann die Takt­ruÈ ckgewinnung dagegen den schnellen Pha­senaÈ nderungen des Digitalsignals nicht mehr fol­gen. Es kommt zu Phasenverschiebungen, die bei
Werten oberhalb 0,5 Taktperioden (UI) prinzipiell zu
einer Fehlabtastung des Bitelements und damit zu
Bitfehlern fuÈ hren.

In Vermittlungsknoten kann jedoch beim UÈber­laufen der Zwischenpuffer der Ausgleich nur durch
Inkaufnahme eines kontrollierten Rahmenschlupfs
ausgeglichen werden. Damit fehlen aber Teile des
uÈ bertragenen Signals, so daû Folgefehler (Fehler­bursts) auftreten koÈ nnen, die jedoch keine Alarme
durch Rahmensynchronisationsverlust (LOF) oder
Rahmenbitfehler (FAS) ausloÈ sen.

2.5 Wie werden Jitter und Wander
gemessen?

Jittereffekte:

Um Jittereffekte zu erfassen, wird das anliegende
Signal regeneriert, also ein quasi-jitterfreies Signal
erzeugt, und mit diesem verglichen. Somit ist fuÈr
eine Jittermessung keine externe Referenztakt­quelle notwendig. Die maximal meûbare Jitter­Frequenz haÈ ngt von der Bitrate ab und reicht bei
2,488 Gbit/s (STM-16/OC-48) bis zu 20 MHz. Die
Maûeinheit fuÈ r die Jitteramplitude ist UI (Unit Inter­val), wobei 1 UI einer Abweichung von einer Bit­breite entspricht. Um Jitterwerte genau erfassen zu
koÈ nnen, sind Meûzeiten im Minutenbereich erfor­derlich.

Wandereffekte:

FuÈ r die Wandermeûtechnik ist eine externe, moÈg­lichst genaue Referenztaktquelle notwendig. Als
Maûeinheit fuÈ r die Wanderamplitude hat sich der
absolute Betrag in ns (10
tikabler erwiesen als das beim Jitter uÈ bliche UI.
Die extrem niedrigen Frequenzkomponenten im
mHz-Bereich erfordern entsprechend lange Meû­zeiten bis zu 10

6

s.

±9

Sekunden) als prak-

Durch die zusaÈ tzliche Verzerrung des Digitalsignals
ist der Entscheidungsbereich in der Praxis deutlich
kleiner. Bei sehr groûen Jitter-Amplituden treten
Bitfehler so haÈ ufig auf, daû selbst eine Rahmen­synchronisation nicht mehr moÈ glich ist (Loss of
Frame, LOF).

4

Die Verschiedenheiten bei Jitter und Wander
kommen auch in den unterschiedlichen Meû­applikationen zum Ausdruck, obwohl es sich in
beiden FaÈ llen um Phasenschwankungen handelt,
die gemessen und ausgewertet werden muÈ ssen
(Tabelle 1). Eine prinzipielle Beschreibung der
Funktionsweise eines Jitter-/Wander-MeûgeraÈts
sowie eine NormenuÈ bersicht ist im Kapitel 6 zu
finden.

3 Jitterapplikationen

3.1 Messung des Ausgangsjitters

Ein gewisses Maû an Jitter entsteht am Ausgang
eines Netzelements selbst dann, wenn am Eingang
ein voÈ llig jitterfreies Digital- bzw. Taktsignal anliegt.
Verantwortlich fuÈ r diesen sogenannte Eigen-Jitter
ist die Baugruppe selbst. Ursachen dafuÈ r sind:

Jitter Wander

Frequenzbereich der

410 Hz 0 ±10 Hz

PhasenaÈ nderungen

HauptstoÈ rwirkung Verursacht Bitfehler Synchronisations-

probleme

Referenztaktquelle fuÈr

Nicht notwendig Absolut notwendig

Messung

Maûeinheit fuÈ r Amplitude UI (Unit Interval) ns

Meûzeiten Im Minutenbereich Langzeitmessungen

(Stunden, Tage)

Tabelle 1: Vergleich Jitter und Wander und Auswirkungen auf die Meûtechnik

Tx

Netz-

Rx

Jittermessung

element

.

Thermisches Rauschen in Taktoszillatoren

.

Nebenwellen von Quarzen in Taktoszillatoren

.

RuÈ ckwirkungen anderer Systembausteine auf
die Taktversorgung (UÈbersprechen)

.

MusterabhaÈ ngige Laufzeiten in Scramblern und
Codierern

.

Unzureichende Flankensteilheit des Digital­signals

Vor der Installation von Netzel e m e n t e n emp­fiehlt sich, den Ausgangsjitter zu messen, um
sicherzustellen, daû die Maximalwerte nicht uÈ ber­schritten werden (s. Anhang, Tabelle 1). So lassen
sich Probleme beim Zusammenspiel mit anderen
Netzelementen vermeiden und jitterbedingte UÈber­tragungsstoÈ rungen von vornherein ausgrenzen
(Bild 2).

FuÈ r den Ausgangsjitter von Netzschnit t s t e l l e n
gibt es separate Normen (siehe Anhang, Tabelle 2),
die einzuhalten sind. Sie stellen sicher, daû an kei­ner Netzschnittstelle die Jittertoleranz verletzt wird.
Ein solcher Test ist vor allem beim Verschalten von
Strecken/Pfaden zwischen zwei Netzbetreibern
von groûem Interesse. Er sollte deshalb auch Be­standteil jeder Standard-Abnahmeprozedur sein.

Die Werte sind innerhalb festgelegter Jitter-Band­breiten zu uÈ berpruÈ fen. Meist existieren zwei Jitter­Werte, ein Wert fuÈ r den hochfrequenten Jitter und
ein Wert fuÈ r den breitbandigen Jitter (siehe auch
Kapitel 6: ¹Jitterbewertungª)

Tx

Rx

Jittermessung

Bild 2: Messung des Ausgangsjitters von Netzelementen und Netzschnittstellen

Netz

Meûprinzip

Das zu testende Signal wird an den EmpfaÈ nger des
ANT-20 angeschlossen (Bild 2). Der Sender des
MeûgeraÈ ts kann dazu verwendet werden, um an
den Eingang des PruÈ flings ein guÈ ltiges Signal an­zulegen, das verhindert, daû ein Alarm ausgeloÈst
wird. FuÈ r die Meûzeit gibt es keine allgemeinen
Normen. In der Praxis haben sich aber 5 Minuten
gut bewaÈ hrt. Maûgebend fuÈ r die Bewertung ist der
maximale Jitter-Spitzenwert (UI

) innerhalb der

pp

Meûzeit.

5

3.1.1 Darstellung der Meûergebnisse

Der ANT-20 kann durch seine grafischen und
numerischen DarstellungsmoÈ glichkeiten die Meû­ergebnisse als Tabelle oder als Meûkurve aus­geben, und zwar als:

± aktuelle Werte
± Maximalwerte innerhalb einer bestimmten Meû-

dauer oder als
± Meûwerte uÈ ber einer Zeitachse

Durch diese Vielzahl der DarstellungsmoÈ glichkeiten
lassen sich Ursachen fuÈ r erhoÈ hten Jitter oder eine
daraus resultierende Korrelation mit UÈbertragungs­fehlern systematisch analysieren und aufdecken
(Bilder 3 und 4). Eine ErklaÈ rung der Jitter-Meû­groÈ ûen finden Sie im Kasten auf Seite 7.

Anzeige von Momentanwerten:
Es kann der Jitter-Spitzenwert (peak-peak) oder
der Effektivwert (RMS) gemessen werden. Zu­saÈ tzlich ist eine ZaÈ hlung der PhasenspruÈ nge
(Phase Hits)moÈ glich (ErklaÈ rung der Begriffe siehe
Seite 7). Bild 3 zeigt als Beispiel die Meûergebnis­darstellung bei einer Messung der Jitter-Spitzen­werte. Das MeûgeraÈ t ermittelt den jeweiligen posi­tiven und negativen Wert einer PhasenaÈ nderung
(voreilende und nacheilende Flanken). Gleichzeitig
werden die ¹Phase Hitsª erfaût. Das Ergebnis wird
laufend angezeigt (¹Current Valuesª). ZusaÈ tzlich
lassen sich die Maximalwert (¹Max. Valuesª), die
waÈ hrend einer bestimmten Meûdauer auftreten,
erfassen und am Ende der Messung darstellen.

Bild 3: Ergebnisfenster zur numerischen Darstellung
der Meûwerte, hier JitterSpitzenwerte und Phase-Hits

¹Jitter uÈ ber Zeitª-Darstellung:

Es kann der Jitter-Spitzenwert (¹peak-peakª) oder
der Effektivwert (RMS)uÈ ber der Zeit aufgezeichnet
werden. Diese Art der Meûergebnisdarstellung ist
besonders fuÈ r LangzeituÈ berwachung (In-Service-
Monitoring) und Fehlersuche interessant. Der
ANT-20 stellt mehrere In-Service-AnalysemoÈ glich­keiten zur VerfuÈ gung. So lassen sich z. B. Anoma­lien und Defekte mit Zeitstempel erfassen, waÈ hrend
gleichzeitig eine Langzeitmessung des Jitters
durchgefuÈ hrt wird. Damit kann ggf. auf eine moÈg­liche Korrelation zwischen erhoÈ hten Jitterwerten
und UÈbertragungsfehlern geschlossen werden. Die
grafische Darstellung erleichtert hierbei das Auf­finden von Extremwerten. Treten z.B. bei einer
bereits in Betrieb befindlichen Strecke vermehrt
Bitfehler auf, deren Ursache unbekannt ist, kann
damit systematisch nach der Fehlerursache
geforscht werden.

Bild 4: Die Darstellung ¹Jitter over Timeª ermoÈ glicht die
Aufzeichnung von zeitabhaÈ ngigen Jitterwerten. Negative und
positive Spitzenwerte oder Spitze-Spitze-Werte lassen sich
aufzeichnen.

6

Definition der Jitter-MeûgroÈ ûen

Beispiel:
Jitterakkumulation bei Regeneratoren

Unit Interval (UI)

Maûeinheit fuÈ r die Jitter-Amplitude. Ein UI ent­spricht einer Auslenkung um eine Taktperiode
des Bittakts. Der Bezug auf die LaÈ nge einer
Taktperiode macht die Maûeinheit UI unabhaÈn­gig von der Bitrate und der Signalcodierung.

Spitze-Spitze-Wert

Den Abstand zwischen dem hoÈ chsten und
dem niedrigsten Jitterwert bezeichnet man als
Jitter-Amplitude. Sie wird als Spitze-Spitze­Wert UI

Jitter (UIpp)

Bild 5: Definition derJitter-Amplitude UI

gemessen (Bild 5).

pp

Jitter-Amplitude
Spitze-Spitze-Wert

Meûzeit

pp

PhasenspruÈ nge (Phase Hits)

Die Erfassung des Spitze-Spitze-Wertes sagt
noch nichts uÈ ber die HaÈ ufigkeit der UÈberschrei­tung erlaubter Jitteramplituden aus. Phase Hits
sind Jitterpeaks, die einen (einstellbaren)
Amplitudenwert uÈ berschreiten. Durch eine
ZaÈ hlung der Phase Hits kann somit das Jitter­verhalten besser beurteilt werden. DaruÈ ber hin­aus zeigt die Darstellung ¹Jitter uÈ ber Zeitª die
zeitliche Verteilung von PhasenspruÈ ngen (siehe
Bild 4).

Regeneratoren besitzen in der Regel keine aufwen­dige TaktruÈ ckgewinnung. Jitter wird deshalb breit­bandig zum Ausgang uÈ bertragen. Aus diesem
Grund kann sich Jitter in einer Regenerator-UÈber­tragungskette unter UmstaÈ nden zu sehr hohen
Werten akkumulieren, die ggf. zulaÈ ssige Grenz­werte uÈ berschreiten.

Zur Qualifizierung von Eigenjitter bei Regenera­toren kann der RMS-Wert zweckmaÈ ûig sein. Geht
man davon aus, daû es sich um nicht-systemati­schen Jitter handelt, kann von einer leistungs­maÈ ûigen Addition der einzelnen JitterbeitraÈ ge aller
Regeneratoren innerhalb einer Kette ausgegangen
werden (¹Power Lawª).

STM-N
OC-M

Bild 6: Die Jitterakkumulation an einer Kette aus Regeneratoren erfolgt durch Addition
der Effektivwerte (¹Power Lawª)

Regenerator

1

Jitter-Power

Reg 1

Regenerator

2

Jitter-Power

Reg 2

Reg 1

Jitter-Power

Reg 3
Reg 2
Reg 1

Regenerator

3

Effektivwert (Root Mean Square, RMS)

Der Effektivwert des Jittersignals ist ein Maû
fuÈ r die Jitter-Rauschleistung. Spitzenwerte, die
zu Bitfehlern fuÈ hren, werden bei der RMS­Messung nicht erfaût. Es wird statt dessen nur
der quadratische Mittelwert gebildet, wobei
die Integrationszeit nicht standardisiert ist.
In einigen Standards (z. B. ITU-T G.958,
ANSI T1.105.03) werden RMS-Messungen zur
Charakterisierung von Regeneratoren heran­gezogen (siehe nebenstehendes Beispiel).

Der Effektivwert des Jitters am Ausgang einer Kette
aus N Regeneratoren kann nach der folgenden For­mel berechnet werden:

РРРРРРРРРРРРРРРРРР РРРРРРРРРРРРРРРРРРРРРРРРРРРРРРРРРРРРР

J=

HJ

REG1

2

+J

REG2

2

+ ... +J

REGN

2

Bei N gleichen Regeneratoren gilt die vereinfachte
Formel:

ÐÐб

J=

HN´J

REG

Daraus laÈ ût sich der maximal zulaÈ ssige Jitterwert
eines Renerators berechnen, wenn der maximale
Jitter (J

) am Ende einer aus N Regeneratoren

max

bestehenden Kette nicht uÈ berschritten werden
darf:

J

REG=Jmax

ÐÐÐÐ

/HN (N = Anzahl der Regeneratoren)

Der maximal erlaubte Ausgangsjitter von Netzele­menten und Netzen ist im Anhang (Tabelle 1 und
Tabelle 2) dargestellt.

7

3.2 Messung der Jitter-VertraÈ glichkeit (MTJ)

Optische und elektrische EingaÈ nge von UÈbertra­gungs- und Zubringer-Schnittstellen muÈ ssen be­stimmte maximale Jitter-Amplituden tolerieren koÈn­nen (Maximum Tolerable Jitter, MTJ), ohne daû sie
dabei die Information des Signals verlieren. Die Er­fuÈ llung dieser Forderung wird in der Produktion und
bei der Abnahme von Netzelementen nachge­wiesen.

3.2.1 Meûprinzip

Das MeûgeraÈ t legt an den Eingang des Netzele­ments (Bild 7) ein Testsignal an, das mit sinus­foÈ rmigem Jitter moduliert ist. Je nach Konfiguration
des Netzelements wird die Fehlerfreiheit am UÈber­tragungs- oder am Zubringerausgang getestet
(Error Detection). Wenn REI (Remote Error Insertion)
verfuÈ gbar ist, kann in der RuÈ ckleitung der gleichen
Schnittstelle getestet werden, d. h. ohne Schleife
am fernen Ende (siehe Abschnitt 3.2.5).

Jittersimulation

Tx

Netz-

element

3.2.2 Darstellung der Meûergebnisse

Der ANT-20 kann die Meûwerte grafisch als Kurve
oder numerisch als Tabelle darstellen. In der
numerischen Darstellung wird zusaÈ tzlich gekenn­zeichnet, ob die geforderte Grenzkurve unter­schritten wurde. FuÈ r spezielle Anwendungen koÈn­nen die vorhandenen Standard-Ausgabemasken
beliebig angepaût werden.

Rx

Error Detection

Bild 7: Jitter-VertraÈ glichkeitstest an einem ADM (UÈbertragungsschnittstelle) Bild 8: Grafisches Meûergebnis des

WaÈ hrend der Messung wird bei verschiedenen
Jitter-Frequenzen die Jitter-Amplitude so lange er­hoÈ ht, bis am Ausgang des Netzelements Bitfehler

Jitter-VertraÈ glichkeitstests

Merke: Die Meûpunkte bei MTJ sollten uÈ ber
der Toleranzmaske liegen

auftreten, die einen definierten Wert uÈ berschreiten.
Die Jitter-Amplitude, bei welcher der Ausgang
gerade noch fehlerfrei arbeitet, ist der MTJ fuÈ r den
stimulierten Eingang.

Ein MTJ-Test laÈ ût sich mit dem ANT-20 mit Hilfe
eines automatischen Algorithmus durchfuÈ hren.
Damit kann die gesamte Meûkurve, die aus vielen

Um den MTJ-Algorithmus auf den PruÈ fling an­zupassen, koÈ nnen im Fenster die folgenden Para­meter eingestellt werden:

.

Gate Time: Testintervall, waÈ hrend dessen eine
jeweilige Amplituden-/ Frequenzkombination
laut Algorithmus anliegt.

Einzeltests besteht, sicher und schnell aufgenom-

.

men werden. Durch eine sukzessive Approximation
ist gewaÈ hrleistet, daû reproduzierbare Meûergeb­nisse erzeugt werden und somit die tatsaÈ chliche
VertraÈ glichkeitsreserve gegenuÈ ber der Grenzkurve

Error Source: Art des Fehlerereignisses, das in­nerhalb des Testintervalls (Gate Time) gezaÈ hlt
werden soll, in der Regel TSE (Bitfehler im Test­muster).

eindeutig bestimmt wird. Dazu beginnt das Meû-

.

geraÈ t bei Jitter-Amplituden von 50% des Toleranz­wertes. Je nach Ergebnis wird die Amplitude um

Error Threshhold: Einstellbare Fehlerschwelle

als Entscheidungskriterium fuÈ r den Algorithmus.

die HaÈ lfte des eingestellten Wertes erhoÈ ht oder
erniedrigt bis zur feinsten AufloÈ sung, wobei dem
Netzelement einstellbare Erholzeiten eingeraÈ umt
werden.

. Settling Time: Erholzeit, in der ein jitterfreies

Signal anliegt und die nach jeder Amplituden-

bzw. Frequenzkombination dem PruÈ fling ein-

geraÈ umt wird, um das Einschwingverhalten zu

beruÈ cksichtigen.

8

Entscheidungsprozess des Algorithmus:

Treten waÈ hrend der ¹Gate Timeª so viele Fehler­ereignisse (z. B. TSE) auf, daû sie die eingestellte
Schwelle uÈ berschreiten, so gilt die angelegte Am­plitude als nicht toleriert, d. h. es muû im naÈ chsten
Schritt eine kleinere Amplitude eingestellt werden.

3.2.3 Fast-MTJ-Messung

Zur schnellen Beurteilung von Netzelementen steht
eine weitere Methode zur VerfuÈ gung: Der schnelle
Maskenvergleich (Fast-MTJ-Messung). Dabei
werden nur die Jitter-Amplituden der Grenzkurve
eingestellt und das Ausgangssignal fuÈ r diese
Amplituden auf Fehlerfreiheit getestet. Das Ergeb­nis dieser Messung laÈ ût erkennen, ob die Grenz­kurve verletzt wurde. Dagegen erhaÈ lt man keine
Aussage, welche VertraÈ glichkeitsreserve der Ein­gang des Netzelements aufweist. Um einen Sicher­heitsabstand zur Norm zu schaffen, ist auch diese
Maske editierbar.

3.2.4 MTJ-Messung mit
1-dB-Optical Penalty

Diese Meûmethode wird z. B. in der ITU-T Empfeh­lung O.171 wie folgt beschrieben:

.

Zwischen Ausgang des MegeraÈ ts (Tx) und Ein­gang des PruÈ flings (Rx) wird ein einstellbares
optisches DaÈ mpfungsglied geschaltet.

.

Der optische Pegel wird so eingestellt, daû eine
Grenzbitfehlerrate von z. B. 4610
wird (diese Bitfehlerrate entspricht z. B. bei
STM-16 einem Bitfehler pro Sekunde).

.

Bei einer ErhoÈ hung des Pegels um 1 dB sollten
keine Bitfehler mehr auftreten.

±10

erreicht

Definition der JittervertraÈ glichkeit

(Maximum Tolerable Jitter MTJ)

Jede digitale Eingangsschnittstelle muû ein bestimmtes Maû an
Jitter tolerieren koÈ nnen, ohne daû Bitfehler oder Synchronisations­fehler entstehen. Deshalb sind Toleranzmasken fuÈ r die zulaÈ ssigen
Jitter-Amplituden bei verschiedenen Jitter-Frequenzen spezifiziert
(Bilder 9 und 10).
Zur Messung fuÈ hrt der Jitter-Generator dem Eingang des Testobjekts
ein Digitalsignal zu, das mit sinusfoÈ rmigem Jitter moduliert ist.
Ein BitfehlermeûgeraÈt uÈ berwacht das Testobjekt auf Bitfehler und
Alarme, die durch die ErhoÈ hung der Jitter-Amplitude fruÈ her oder
spaÈ ter auftreten.
Das erste Auftreten von Fehlern markiert den Jitter-VertraÈ glichkeits­wert. Liegen alle diese Werte uÈ ber der Toleranzmaske, dann ist die
Jitter-Toleranz erfuÈ llt.

UI

A3

A2

A1

pp

f

f

f

0

1

30 Hz 300 Hz 2 kHz 20 kHz 400 kHz

!!!!

19.3 Hz

500 Hz

300 Hz

1 kHz

300 Hz

5 kHz

6 kHz

6.5 kHz

6.5 kHz

25 kHz

25 kHz

100 kHz

100 kHz

30 Hz

9.65 Hz

30 Hz

12.1 Hz

600 Hz

UI

pp

f

2

3

65 kHz

65 kHz

250 kHz

250 kHz

1 MHz

1 MHz

f

4

1.3 MHz

1.3 MHz

5 MHz

5 MHz

20 MHz

20 MHz

Minimale Jitter-Toleranz

in UI

pp

622151561539

1.5

1.5

0.15

0.15

!!!

STM-16

OC-48

Bild 9: Jitter-Toleranz nach G.825, T1.105.03, GR-257, EN302 084

1.5

1.5

0.05

0.15

STM-4

OC-12

15 15

1.5

1.5 1.5

0.15

0.15 0.15

STM-1

OC-3

!

OC-3

Jitter-Frequenz

.

DurchfuÈ hrung der MTJ mit einem ¹Error
Threshholdª von 1 (TSE) und einer ¹Gate Timeª

von 1 s.

3.2.5 MTJ-Messungen ohne Schleife

Manchmal ist es nicht moÈ glich, Bitfehler bzw. TSE
(Test Sequence Error) eines Testsignals zur Aus-
wertung heranzuziehen. In diesem Fall kann man
die interne Fehlersignalisierung der Netzelemente
selbst nutzen. Dazu wird im Jitter-Generator/
Analyzer ¹Error Sourceª auf ¹REIª eingestellt und
ein MTJ-Test durchgefuÈ hrt.

So werden z.B. von SDH/SONET-Netzelementen
beim Auftreten von Bitfehlern ParitaÈ tsverletzungen
erkannt und in RuÈ ckrichtung als REI gemeldet, und
zwar unabhaÈ ngig davon, was sich in dem Nutz­signal befindet. Diese REI koÈ nnen zur MTJ-Quali­fizierung herangezogen werden. Eine konkrete
Anwendung findet bei ATM-Netzelementen statt,
da im Weitverkehrsbereich die physikalische
Schicht bei ATM meist auf SDH/SONET basiert.

DS-1

A2

A1

!!!!!!

f

0

10 Hz 500 Hz 8 kHz 40 kHz

!!!

10 Hz 2.3 kHz 60 kHz 300 kHz

20 Hz 2.4 kHz 18 kHz 100 kHz

20 Hz 400 Hz 3 kHz 400 kHz

!!!

100 Hz 1 kHz 10 kHz 800 kHz

200 Hz 500 Hz 10 kHz 3.5 MHz

1.5 1.5 1.5 1.5 5 5

0.075 0.15 0.2 0.2 0.1 0.1

DS-3

2M

8M

39M

140M

Bild 10: Jittertoleranz nach G.823, G.824, GR-499

f

1

f

2

f

3

Jitter­Frequenz

9

3.3 Messung der Jitter-UÈbertragungsfunktion (JTF)

FuÈ r die SignaluÈ bertragung auf langen optischen
Strecken benoÈ tigt man zwischengeschaltete
Regeneratoren. Diese bauen das Ausgangssignal
aus dem Eingangssignal neu auf.
Am Eingang vorhandener Jitter wird dabei gemaÈû
der JitteruÈ bertragungsfunktion (Jitter Transfer
Function, JTF) auf den Ausgang uÈ bertragen. Treten
zu groûe Jitter-VerstaÈ rkungen auf, so kann dies zu
Jitter-Akkumulation und damit letztlich zur UÈber­schreitung zulaÈ ssiger Jitter-Werte fuÈ hren. Die Folge
sind Bitfehler oder Signalverlust. Durch die Mes­sung der JTF koÈ nnen solche Effekte fruÈ hzeitig er­kannt und behoben werden. Auch beim Testen von
DWDM-Systemen ist die JTF-Messung wichtig.

3.3.1 Meûprinzip

Das MeûgeraÈ t legt an den Eingang des zu pruÈ fen­den Netzelements ein Testsignal an, das mit sinus­foÈ rmigem Jitter moduliert ist. In Bild 11 ist die PruÈ­fung eines 2,5-Gbit/s-Regenerators dargestellt.

Jitter-Simulation

Tx

AB

OC-48/STM-16

Regenerator

3.3.2 Ausgabe der Meûergebnisse

Die Meûergebnisse werden auf Knopfdruck als
Grafik oder als numerische Werte in Tabellenform
ausgegeben. FuÈ r spezielle Anforderungen koÈ nnen
sowohl die vorhandenen Standard-Ausgabe­masken gewaÈ hlt als auch die Sende-Amplitude be­liebig angepaût werden (die Einstellung erfolgt mit
dem Editor).

Einstellbar ist auch die Erholzeit (Settling Time), die
das Einschwingverhalten beruÈ cksichtigt und nach
jedem Wechsel der Jitterfrequenz dem PruÈ fling ein­geraÈ umt wird.

Rx

Jitter­Messung

Bild 11: Bestimmung der Jitter-UÈbertragungsfunktion Bild 12: Grafisches Meûergebnis einer automatischen

Die Jitter-Amplitude wird dabei so groû wie moÈ glich
gewaÈ hlt, sie muû jedoch fuÈ r den Eingang noch gut
vertraÈ glich sein. Durch die hohe Amplitude wird

Messung der Jitter-UÈbertragungsfunktion (JTF)

Merke: Die Meûpunkte der JTF sollten unter
der Toleranzmaske liegen

das Signal-Rausch-VerhaÈ ltnis und damit die Ge­nauigkeit der Messung verbessert.

Die Jitter-Amplitude am Ausgang des Netz­elements wird gemessen und daraus die JTF be­rechnet. Diese Messung wird bei einer Reihe von
Jitterfrequenzen im UÈbertragungs- und Sperr­bereich durchgefuÈ hrt. Die Genauigkeit kann durch
StoÈ rjitter auûerhalb der Testfrequenz vor allem bei
kleineren Amplituden beeintraÈ chtigt werden. PraÈ­zise Meûergebnisse lassen sich erreichen, wenn
durch eine schmalbandige Selektion des Test­signals die StoÈ reinfluÈ sse reduziert werden.

FuÈ r die automatische Messung der gesamten JTF­Kurve bietet der ANT-20 einen Meûmodus, in dem
selbstaÈ ndig alle Meûpunkte durchlaufen werden.
Dieser Meûmodus kann auch eine Referenz­messung (Kalibrierung) einschlieûen.

10

Definition der Jitter-UÈbertragungs­funktion (Jitter Transfer Function, JTF)

Ist das Eingangssignal eines Netzelements mit
Jitter behaftet, so kann an seinem Ausgang ein
Teil dieses Jitters auftreten. Die JTF eines
Netzelements gibt an, wie stark der Eingangs­jitter an den Ausgang weitergegeben wird, das
heiût, ob der Jitter beim Durchgang verstaÈ rkt
oder abgeschwaÈ cht wird.
Die JTF wird in Dezibel (dB) angegeben; sie ist
eine Funktion der Frequenz f und ist wie folgt
definiert:

JTF (f) = 20 ´ log

Beim Durchlaufen des Netzelements werden
meist die hochfrequenten Anteile des Jitters un­terdruÈ ckt, die niederfrequenten Anteile erschei­nen jedoch ohne AbschwaÈ chung am Ausgang.
Es ist sogar moÈ glich, daû eine leichte VerstaÈr­kung des Eingangsjitters auftritt. Dadurch akku­muliert sich z.B. bei einer Reihenschaltung von
Regeneratoren der Jitter, was zur UÈberschrei­tung der Jitter-VertraÈ glichkeit fuÈ hren kann und
damit zu UÈbertragungsfehlern.
Um die Genauigkeit der JTF-Messung zu ver­bessern, sollten moÈ glichst die Eigenfehler der
Meûanordnung durch eine Referenzmessung
(Kalibrierung) ohne angeschlossenen PruÈ fling
eliminiert werden.

Jitter-VerstaÈ rkung

0,1 dB

0

dB

Ausgangsjitter (f)
Eingangsjitter (f)

Toleranzmaske

20

dB

/Dek.

3.4 Messung des Mapping-Jitters

Plesiochrone oder asynchrone Signale werden
durch Bitstopfen in Container (bei SONET: Tributa­ries) synchroner Signale gemappt. Am naÈ chsten ter­minierenden Multiplexer werden die plesiochronen
Zubringer wieder ausgepackt. Aufgrund des voran­gegangenen Bitstopfens entstehen dabei LuÈ cken
im wiedergewonnenen Signal, welche durch PLL­Schaltungen ausgeglichen werden. Trotzdem ver­bleibt eine gewisse Phasenmodulation, die Map­ping-Jitter oder auch Stopf-Jitter genannt wird.
Die Frequenz des Stopfvorgangs ist von der
Systemverstimmung des plesiochronen Zubringers
abhaÈ ngig. Hierbei gibt es fuÈ r jede Zubringerbitrate
Toleranzen fuÈ r die maximale Verstimmung (Zieh­bereich siehe Tabelle 2, Seite 12).

3.4.1 Meûprinzip

Der ANT-20 sendet ein plesiochrones Signal in den
Zubringereingang eines Netzelements, z.B. in einen
Add-Drop-Multiplexer (ADM) in Bild 14.

REF

Offset Variation

Tx

Rx

Jitter­messung

E1

E1

W
E
S
T

ADM

STM-N
Loop

E
A
S
T

E1
Tributaries

f

g

Ty p f

OC-1 Ð 40 kHz

STM-1/OC-3

STM-4/OC-12

STM-16/OC-48

Bild 13: Jittertoleranz von PDH/DSx/SDH/SONET nach
ITU-T Rec. G.958 (JTF von STM-N-Regeneratoren)

g

A 130 kHz

B 30 kHz

A 500 kHz

B 30 kHz

A 2 MHz

B 30 kHz

Frequenz

Typische UÈbertragungsfunktionen ergeben sich
aus den Eigenschaften der Taktregeneration.
FuÈ r niedrige Frequenzen ist in der Regel eine
hoÈ here Jittertoleranz gefordert. In diesem Be­reich muû der zuruÈ ckgewonnene Takt dem
Jitter folgen, um auch bei hoÈ heren Jitterampli­tuden das Digitalsignal korrekt abzutasten.
HoÈ here Jitterfrequenzen erscheinen durch die
Bandbegrenzung der Taktregeneration nicht
mehr im Taktsignal. In der JitteruÈ bertragungs­funktion spiegeln sich damit die Eigenschaften
des Taktregenerators als Tiefpass mit der
Grenzfrequenz f

wider.

g

Bild 14: Analyse des Mapping-Jitters an ZubringerausgaÈ ngen

Der Zubringer wird im ADM in ein synchrones Signal
eingemappt. Am fernen Ende wird das synchrone
Signal geschleift, der Zubringer ausgepackt und
dem MeûgeraÈ t zugefuÈ hrt.
Das MeûgeraÈt fuÈ hrt am ausgepackten Signal eine
Jitter-Analyse mit definierten Filtern durch. Der
Mapping-Jitter wird uÈ berwacht, waÈ hrend der ple­siochrone Zubringer in seiner Frequenz bis hin zu
den Toleranzgrenzen (siehe Tabelle 2, Seite 12) ver­stimmt wird. Dieser zeitaufwendige Vorgang kann
mit Hilfe des Software-Tools CATS Test Sequencer
automatisiert werden.
Zur Vermeidung von Jitter-BeitraÈ gen durch Pointer­bewegungen werden MeûgeraÈ t und ADM auf den­selben Referenztakt synchronisiert. Dies kann
durch einen externen Referenztakt geschehen oder
man verwendet den Takt des ANT-20 (Taktaus­gangsbuchse), um den ADM zu synchronisieren.
Mit dem ANT-20 kann man Verstimmungen bis zu

+

500 ppm durchfuÈ hren. Die System-Toleranzen
liegen wesentlich unter diesem Wert. Somit kann
man die Reserve der Eingangsschaltungen bezuÈg­lich des Ziehbereichs bestimmen.

11

3.4.2 Ausgabe der Meûergebnisse

Relevant fuÈ r diese Messung sind die Jitter-Spitze­Spitze-Werte, d. h. die Ausgabe der Meûergeb­nisse erfolgt in gleicher Weise wie in Abschnitt 3.1
¹Messung des Ausgangsjittersª dargestellt.

3.4.3 Weitere Applikation

Nachfolgend wird der Mapping-Jitter-Test als Halb­kanalmessung beschrieben. Der ANT-20 sendet ein
synchrones Signal in einen Aggregats-Eingang
(hier: West), das am anderen Aggregat (hier: East)
zuruÈ ckgeschleift werden kann (Bild 15).

REF

E1 Offset Variation

STM-N

einschlieûlich E1 +

Offset

Jitter­messung

E1

W
E

ADM

S
T

E1 Tributaries

STM-N
Loop

E
A
S
T

Was ist Pointer-Jitter

Befinden sich SDH/SONET-UÈbertragungs­bitraten in keinem Synchronzustand, muÈ ssen
die transportierten Payload-Container in ihrer
zeitlichen Lage an den abgehenden Rahmen
angepaût werden. Dies geschieht durch ErhoÈ­hen oder Erniedrigen des Pointerwerts um eine
Einheit. Das Payloadsignal verschiebt sich da­durch um 8 oder 24 Bits, was einem Phasen­sprung von 8 bzw. 24 UI entspricht.

AÈhnlich wie beim Stopfprozess muû der Aus­gangstakt geglaÈ ttet werden. Dazu muÈ ssen
zwar wesentlich groÈ ûere PhasenspruÈ nge, dafuÈr
aber in geringerer HaÈ ufigkeit ausgeglichen
werden. Der verbleibende Jitter weist deshalb
groÈ ûere Amplituden und niedrigere Frequenz­komponenten auf als der Stopfjitter. Die Mes­sung des kombinierten Jitters (Pointer- und
Mapping-Jitter) erfordert definierte Pointer­sequenzen zur Stimulation des Pointer-Jitters
am SDH/SONET-Eingang eines Demultiplexers.

Die folgenden Beispiele von Pointersequenzen
fuÈ r die AU/STS-Ebene (87-3-Muster) stammen
aus der ITU-T-Empfehlung G.783 sowie ANSI

1.105.03 und Bellcore GR-253.

Beginn der
naÈ chsten
Sequenz

Pointeraktion

87

fehlende
Pointeraktionen

Bild 15: Analyse des Mapping-Jitters an Zubringern, durchgefuÈ hrt
als Halbkanalmessung

Dieses Signal hat einen plesiochronen Zubringer­Testkanal eingemappt (z. B. 2 Mbit/s in STM-1), der
im Netzelement (ADM) ausgepackt und uÈ ber einen
Zubringerausgang dem MeûgeraÈ t zugefuÈ hrt wird.
Sendeseitig ist das MeûgeraÈ t nun in der Lage, den
Zubringer intern bezuÈ glich der Transport-Bitrate zu
verstimmen (+100 ppm). Wie bei der Analyse des
Mapping-Jitters am Zubringerausgang muÈ ssen
auch hier MeûgeraÈ t und PruÈ fling synchronisiert
werden. Der zulaÈ ssige Mapping-Jitter ist in ITU-T
G.783 definiert (Tabelle 2).

Bitrate Max.

Offset

1,544 Mbit/s

+

50 ppm 0,1 UI 8 kHz 40 kHz

Max. Jitter
(p-p)

Hochpaû Tiefpaû

(DS1)

2,048 Mbit/s

+

50 ppm 0,075 UI 18 kHz 100 kHz

(E1)

34,368 Mbit/s

+

30 ppm 0,075 UI 10 kHz 800 kHz

(E3)

44,736 Mbit/s

+

20 ppm 0,1 UI 30 kHz 400 kHz

(DS3)

139,264 Mbit/s

+

15 ppm 0,075 UI 10 kHz 3500 kHz

(E4)

Tabelle 2: Maximaler Mapping-Jitter nach ITU-T G.783

43

43-44-Sequenz

87-3-Sequenz

zusaÈ tzliche
Pointeraktion

86

86-4-Sequenz

44

4 fehlende
Pointeraktionen

Beginn der
naÈ chsten
Sequenz

Beginn der
naÈ chsten
Sequenz

T

T

T

Bild 16: Beispiele fuÈ r periodische Pointer-Testsequenzen

In den Sequenzen kommen ¹Missingª-,
¹Doubleª- und ¹Inverseª-Pointeraktionen zur

Anwendung. Diese Sequenzen wurden auf­grund praktischer Erfahrungen als ¹Worst
Caseª-FaÈ lle identifiziert und als Testcases
standardisiert.

12

3.5 Kombinierter Jitter

Taktdifferenzen zwischen zwei Netzen oder
zwischen Netzelementen werden durch Pointer­bewegungen im synchronen Signal ausgeglichen
(siehe auch Abschnitt 4.5). Die PointerspruÈ nge
betragen je nach Mapping 8 oder 24 Bits. Wenn
das Zubringersignal am EmpfaÈ nger wieder aus­gepackt wird, sind dort diese Pointeraktionen als
PhasenspruÈ nge ebenfalls vorhanden. Sie werden
durch eine PLL-Schaltung geglaÈ ttet; die verblei­bende Phasenmodulation nennt man Pointer-Jitter.
Neben dem Pointer-Jitter tritt im ausgepackten
Signal stets auch der Mapping-Jitter auf, so daû
man immer die Summe aus beiden miût, den so­genannten kombinierten Jitter.

Kombinierter Jitter (direkt meûbar)
=
Mapping-Jitter (direkt meûbar)
+
Pointer-Jitter (meist nicht direkt meûbar)

G.783
GR-253

Max. Jitter
[UI

]

pp

ETS 300 417-1-1

DS1 1,3 ... 1,9

0,1

DS3 1,3

0,1

2 Mbit/s 0,4

0,075

34 Mbit/s 0,4

0,075

140 Mbit/s 0,4 ... 0,75

0,075

Tabelle 3: Grenzwerte fuÈ r kombinierten Jitter

High Pass
Cut off

10 Hz
8 kHz

10 Hz
30 kHz

20 Hz
18 kHz

100 Hz
10 kHz

200 Hz
10 kHz

Low Pass
Cut off

40 kHz
40 kHz

400 kHz
400 kHz

100 kHz
100 kHz

800 kHz
800 kHz

3500 kHz
3500 kHz

3.5.1 Meûprinzip

Der ANT-20 sendet ein definiertes Testsignal an
das Netz oder Netzelement. Damit keine Jitter­BeitraÈ ge durch unkontrollierte Pointerbewegungen
entstehen, sind MeûgeraÈ t und Netzelement auf
denselben Referenztakt synchronisiert (Bild 17).

Durch die Simulation von definierten Pointer­sequenzen gemaÈ û den Normvorschriften (siehe
z. B. Bild 16) wird das Netzelement gestreût. Der
Einfluû dieser Pointersequenzen auf den Jitter am
Zubringerausgang wird vom MeûgeraÈ t analysiert.
Die Maximalwerte laut Tabelle 3 duÈ rfen dabei nicht
uÈ berschritten werden. Es wird eine Meûzeit von
5 Minuten empfohlen.

3.5.2 Ausgabe der Meûergebnisse

Relevant fuÈ r die Messung des kombinierten Jitters
sind Spitze-Spitze-Werte. Die Ausgabe der Meû­ergebnisse erfolgt in gleicher Weise wie sie in
Abschnitt 3.1 ¹Messung des Ausgangsjittersª dar­gestellt wurde.

REF

Pointer-Simulation

STM-N

einschlieûlich E1

Jitter­messung

E1

Bild 17: Bestimmung des kombinierten Jitters

W
E

ADM
S
T

E1 Tributaries

STM-N
Loop

E
A
S
T

13

3.5.3 WeiterfuÈ hrende Applikation:
Automatische O.172 Conformance
Suite fuÈ r Pointersequenzen

Um sicherzugehen, daû die SignaluÈ bertragung
auch bei ¹Worst Caseª-Pointerszenarien fehlerfrei
bleibt, werden charakteristische Pointersequenzen
getestet. So gibt es z. B. fuÈ r 140 Mbit/s sieben ver­schiedene, bei DS1 fuÈ nf verschiedene Pointer­sequenzen, die zudem noch durch beide Aktions­richtungen (Increment und Decrement) verdoppelt
werden.
Das sequentielle Testen aller FaÈ lle von Hand waÈre
sehr zeitraubend und nicht effektiv. Mit dem inte­grierten CATS Test Sequencer laÈ ût sich diese
Messung automatisieren. Dazu gibt es eine bereits
vordefinierte Testsequenz, die sich nach der von
ITU-T O.172 empfohlenen Vorgehensweise richtet
(Bild 18).

ErklaÈ rung der BloÈ cke:

.

Initialisierungsphase (INI): Vor jeder Pointer­sequenz wird eine Initialisierungssequenz ge­sendet, um sicherzustellen, daû sich der Puffer­speicher des Pointerprozessors an einer defi­nierten Ausgangsposition befindet. In der Regel
bedeutet dies eine genuÈ gende Anzahl von
Pointerbewegungen in gleicher Richtung wie
die Testsequenz.

Start

n=1

INI (n)

Cool Down (n)

Sequence n

Bandwidth f

Measurement

60 s

1±f2

.

Cool Down Phase: Beruhigungsphase, in der
EinschwingvorgaÈ nge des Desynchronizers ab­geschlossen werden sollen.

.

Sequence n: Einstellung der jeweiligen Pointer­sequenz (¹maxª = maximale Anzahl der Pointer­sequenzen)

.

Bandwidth f

1±f2(f3±f4

): Die Messung sollte mit

beiden spezifischen Bewertungsfiltern durch­gefuÈ hrt werden (siehe auch Kapitel 6, Bewer­tungsfilter)

Diese Vorgehensweise ist prinzipieller Art. Weitere
Varianten sind moÈ glich, zum Beispiel durch Tests
bei verschiedenen Tributary-offsets. Mit dem
CATS Test Sequencer koÈ nnen ohne groûen
Programmieraufwand verschiedene Szenarien
entwickelt werden, die auf den jeweiligen PruÈ fling
zugeschnitten sind..

Bandwidth f

Measurement

Bild 18: Schematische Darstellung einer automatisierten
Pointersequenz

60 s

n=n+1

n = max

ENDE

3±f4

Nein

14

ErklaÈ rung einiger wichtige Begriffe

4 Synchronisation

Primary Reference Clock (PRC):

Frequenzstandard, der eine Referenzfrequenz
zur Netzsynchronisation gemaÈ û der ent­sprechenden Normen zur VerfuÈ gung stellt
(z. B. LangzeitstabilitaÈt10

±11

gemaÈ û ITU-T

Rec. G.811)

Primary Reference Source (PRS):

Frequenzstandard mit einer LangzeitstabilitaÈt

±11

von 10

entsprechend ANSI T1.101.

Stratum Level:

Die Taktquellen in Synchronisationsnetzen sind
gemaÈ û ANSI in vier QualitaÈ tsstufen klassifiziert.
Stratum Level 1 ist die hoÈ chste QualitaÈ tsstufe.
Sie entspricht der Primary Reference Source
(PRS).

Synchronisation Supply Unit (SSU):

Diese Einheit enthaÈ lt Funktionen zur Auswahl
der Referenzfrequenz sowie zu deren weiteren
Verarbeitung und Verteilung an die einzelnen
Netzelemente. Die SSU sorgt fuÈ r eine Verbes­serung der TaktqualitaÈ t nach Durchlaufen einer
laÈ ngeren Synchronisationskette. Die SSU­Typen sind teilweise aÈ quivalent zum Stratum
Level 2 und 3.

Synchronismus bedeutet allgemein einen Gleich­lauf zwischen verschiedenen VorgaÈ ngen. UÈber­tragen auf synchrone Netze (SDH/SONET) heiût
dies, daû alle Netzelemente sich nach einem Takt
richten. Bei SDH und SONET ist neben den hoÈ he­ren Bitraten der Synchronzustand der eigentliche
Innovationsschritt gegenuÈ ber vorherigen UÈbertra­gungstechnologien. Erst damit wurde eine durch­gaÈ ngige Standardisierung auf allen Hierarchien
moÈ glich eine groûe Herausforderung fuÈ r System­hersteller und Netzbetreiber.

4.1 Aufbau eines
Synchronisationsnetzes

Um die Synchronisation der einzelnen Netz­elemente zu gewaÈ hrleisten, wird ein spezielles
Synchronisationsnetz bereitgestellt. Dieses Netz
ist hierarchisch aufgebaut (Bild 19).

ITU-T/ETSI ANSI

TNC (Transit Node Clock),
LNC (Local Node Clock):

Dies sind unterschiedliche QualitaÈ tsstufen von
SSUs. TNCs besitzen die hoÈ here TaktqualitaÈt.
In neueren ITU-T Empfehlungen wird TNC als
SSU-A und LNC als SSU-B bezeichnet.

BITS (Building Integrated Timing Source):

Begriff aus der ANSI-Norm. BITS besitzt
aÈ hnliche Funktionen wie die SSU.

UTC (Coordinated Universal Time):

Zeitskala, die vom Bureau International des
Poids et Mesures (BIPM) und vom International
Earth Rotation Service (IERS) unterhalten

wird. Diese Zeitskala bildet die Basis fuÈ r die
koordinierte Verteilung von Zeitsignalen und
Standard-Frequenzen.

Global Positioning System (GPS):

Weltweites, satellitengestuÈ tztes
Funknavigationssystem. Die Satelliten sind
mit CaÈ sium- und Rubidium-Normalen aus­geruÈ stet, die von Bodenstationen aus ge­steuert werden. Mit dem uÈ bermittelten, sehr
genauen Zeittakt kann eine PrimaÈ rtaktquelle
synchronisiert werden.

PRC

Primary

Reference

Clock

±2

1610

SSU BITS

Synchronisation

Supply Unit

SDH

Equipment

Clock

Bild 19: Die Takthierarchien nach ETSI/ITU-T und ANSI

...
1,6610

4,6610

±8

Genauigkeit

±6

4,6610

PRS

Primary

Reference

Source

1,6610±8(Stratum 2)

±6

4,6610

±6

(Stratum 3)

SMCSEC

SONET

Minimum

Clock

Eine primaÈ re Referenztaktquelle (Primary
Reference Clock, PRC) steuert sekundaÈre
Taktquellen fuÈ r Netzknoten (SSUs) und Netz­elemente (SECs). Dagegen sind in PDH-Netzen
nur die Vermittlungsknoten synchronisiert.

15

PRC

SSU SSU

SEC

SEC

SEC

SEC

Diese Art der Verteilung des Synchronisations­signals wird auch Master-Slave-Synchronisation
genannt. Die Synchronisation kann sowohl in
einem extra dafuÈ r reservierten Teilnetz als auch
uÈ ber die Nutzsignale selbst erfolgen. Auch ring­foÈ rmige Strukturen sind moÈ glich.

Im stoÈ rungsfreien Fall wird das von der PRC aus­gehende Referenzsignal von den nachgeschalteten
Synchronisationselementen weitergeleitet. Das
ausgehende Taktsignal wird auf das ankommende
synchronisiert, wobei verschiedene Standards
(z. B. ITU-T G.812, 813) eingehalten werden muÈs­sen. Eine PRC erzeugt den Master-Takt fuÈ r ein ges­amtes Netz oder ein Teilnetz, wobei alle Takte auf
die PRC ruÈ ckfuÈ hrbar sind.

SEC

SSU SSU

SEC

SEC

SEC

Bild 20: Beispiel einer Synchronisationkette

Filter

(TP)

VCO

SEC

SEC

SEC

SEC

Ausgangstakt

Eine PRC wird meist mit einem CaÈ sium-Oszillator
realisiert, der sich auf die Zeitnormale von LORAN
C bzw. GPS stuÈ tzen kann. Hierbei sorgt der Oszil­lator fuÈ r die KurzzeitstabilitaÈ t, das Funkzeitsignal
fuÈ r die LangzeitstabilitaÈ t. Dadurch ist Sorge getra­gen, daû der Master Universal Takt (Coordinated
Universal Time, UTC) eingehalten wird. SSUs sind
Komponenten, die die Taktversorgung von lokalen
Komponenten sicherstellen, waÈ hrend SECs in NEs
integriert sind.

4.2 Wie funktioniert
die Taktregeneration?

Die Taktregeneration in SSUs (BITS) und SECs wird
im allgemeinen durch Phasenregelschleifen, soge­nannten PLLs (Phased Locked Loop) bewerkstelligt
(Bild 21).

Eingangs­takt

Bild 21: Prinzip einer Phase Locked Loop (PLL)

Dj

Phasen-

vergleicher

16

1/x

Frequenzteiler

Der Regelkreis einer PLL besteht hauptsaÈ chlich
aus einem Phasenvergleicher, einem schmal­bandigen Filter und einem spannungsgesteuerten
Oszillator (VCO). Mit dieser Schaltung wird der
Ausgangstakt auf den Referenztakt ¹gezogenª.
Im allgemeinen haben die auf Taktregeneration
spezialisierten SSUs schmalbandigere Filter als die
in NEs integrierten SECs und bieten daher eine
bessere Regeneration. NatuÈ rlich koÈ nnen die Takt­regeneratoren nicht beliebig genau sein und liefern
auch zusaÈ tzlich einen eigenen StoÈ rbeitrag. Deshalb
ist die Anzahl der hintereinandergeschalteten Syn­chronisationseinheiten begrenzt.

Laut ITU-T G.803 bzw. ETSI 300 462 darf die
laÈ ngste von der PRC ausgehende Kette zehn
SSUs nicht uÈ berschreiten, wobei sich zwischen
zwei SSUs nicht mehr als 20 SECs befinden sollen.
Die Gesamtzahl der SECs in einer Kette soll nicht
groÈ ûer als 60 sein.

4.3 Taktableitung bei
Netzelementen

Ein Netzelement kann von verschiedenen Takt­quellen aus synchronisiert werden:

.

Takteingang (T3) fuÈ r eine externe Taktquelle.
Dies ist idealerweise eine PRC oder auch eine
SSU, die zwischen Taktausgang (T4) und Takt­eingang (T3) dazwischengeschleift wird.

.

Synchrone EmpfangssignaleingaÈ nge (Aggregat
bei ADMs) mit einer Taktableitung vom Daten­signal.

.

Zubringer-DateneingaÈ nge (Tributaries)

Fallen alle ¹hoÈ herwertigenª Taktsignale aus oder
sind sie nicht zur Synchronisation geeignet, so
wechselt die betroffene Einheit in den Haltezustand
(Holdover mode). Hierbei wird versucht, den Takt
des zuletzt anliegenden Signals so genau wie moÈg­lich zu halten. Beispielsweise werden dazu die
Frequenzkorrekturwerte der letzten 36 Stunden zu­sammen mit der jeweiligen Oszillatortemperatur
gespeichert. Anhand dieser Daten kann der ge­steuerte Oszillator gegenuÈ ber einem freilaufenden
einen StabilitaÈ tsgewinn um den Faktor 10 bis 100
erreichen. Der Holdover-Zustand muû bestimmten
Phasenbedingungen auch uÈ ber laÈ ngere ZeitraÈ ume
(z. B. mehrere Tage) genuÈ gen.

2048 kHz

Takteingang Taktausgang

STM-N

T1

T3 T4

Internal

Reference

Timing

Generator

2 Mbit/s

T3

Tributaries

Alle ausgehenden Datensignale laufen
synchron zu der ausgewaÈ hten Taktquelle

Takt fuÈ r alle
ausgehen­den Daten­signale

Bild 22: Verschiedene
TakteingaÈ nge eines
Netzelements

Tabelle 4: Codes fuÈr
die TaktqualitaÈt

4.4 Das Verwenden
von Timing-Markern

Timing Marker bzw. Synchronization Status
Messages sind eine MoÈ glichkeit, ein Signal bezuÈg-

lich seiner TaktqualitaÈ t zu kennzeichnen. Hierzu
wird das S1-Byte des SDH- bzw. SONET-Over­heads genutzt. Timing Marker spielen auch beim
Taktverteilungsmanagement eine wichtige Rolle.
Bei sinnvollem Einsatz koÈ nnen damit bei einer
StoÈ rung Ersatzwege fuÈ r die Taktverteilung bereit­gestellt werden, um so die TaktqualitaÈ t des Netzes
sicherzustellen. In sogenannten PrioritaÈ tentabellen
wird festgelegt, welchen Takt die Netzelemente
auswaÈ hlen, wenn mehrere Takte anliegen. Damit
das Netzelement eine Entscheidung uÈ ber die Takt­auswahl treffen kann, wird ihm uÈ ber die S1-Bytes
der (Daten)-Signale mitgeteilt, welcher Takt sich
uÈ berhaupt zur Synchronisation eignet (Tabelle 4).

Im Idealfall entsprechen alle Timing-Marker in
Taktfluûrichtung dem G.811-QualitaÈ tslevel. Zur
Vermeidung von Taktschleifen, bei denen sich
zwei Netzelemente gegenseitig synchronisieren,
wird immer in Gegenrichtung des Taktflusses der
Timing-Marker ¹Don't Use for Synchronisationª
eingeblendet. EmpfaÈ ngt ein Netzelement von
keinem der moÈ glichen EingaÈ nge (Daten, T3) ein
brauchbares Taktsignal, so verwendet es seine
eigene interne Taktquelle (Holdover Mode).

Synchronisation Quality Level Description

S1-Bits

SDH SONET

(b5-b8)

0000 Quality unknown (Existing

Sync. Network)

Synchronized Traceability
unknown

0001 Reserved Stratum 1 Traceable

0010 G.811 (PRC) Ð

0011 Reserved Ð

0100 G.812 SSU-A Transit Node Clock Traceable

0101 Reserved Ð

0110 Reserved Ð

0111 Reserved Stratum 2 Traceable

1000 G.812 SSU-B Ð

1001 Reserved Ð

1010 Reserved Stratum 3 Traceable

1011 Synchronous Equipment

Ð

Timing Source (SETS)

1100 Reserved SONET Minimum Clock

Traceable

1101 Reserved Stratum 3E Traceable

1110 Reserved Provisionable by the

Network Operator

1111 Don't Use for

Synchronisation

Don't Use for
Synchronisation

17

T3

NE1

NE4 NE2

NE3

T3

Beispiel: Synchronisation eines Ringes
Umschaltung im Fehlerfall

Die Bilder 23a bis 23c zeigen an einem einfachen
Beispiel die Synchronisation eines Rings mit vier
Netzelementen und einer PRC-Taktquelle:

.

Konfiguration der Netzelemente bezuÈ glich der
Taktverteilung

.

Verhalten der Taktverteilung beim Auftreten
eines StoÈ rfalls

Der komplette Ring wird im Normalfall von der PRC
getaktet, die direkt am NE 1 liegt (Takteingang T3).
Dieses NE kann aus den DateneingaÈ ngen keinen
Takt ableiten und wird erst gar nicht als Taktport
konfiguriert. Dadurch werden moÈ gliche Taktschlei­fen vermieden.

Die anderen drei Netzelemente leiten dagegen den
Takt von den ankommenden Datensignalen ab.
Hierbei wird immer der bestmoÈ gliche Takt (im vor­liegenden Fall ¹PRCª) verwendet. Mit dieser Takt­qualitaÈ t arbeiten die Ausgangssignale, in denen im
S1-Byte dementsprechend ¹PRCª eingeblendet ist.
Um Taktschleifen prinzipiell zu vermeiden, wird im
S1-Byte der jeweiligen RuÈ ckrichtung ¹Don't Use for
Synchronisationª (DNU) eingeblendet.

NE1

NE4 NE2

NE3

T3

NE1

NE4 NE2

Bei NE 4 liegen an beiden Datenports ¹PRCsª an.
In diesem Fall wird laut Taktableitungstabelle, die
bei gleicher TaktqualitaÈ t die PrioritaÈ t bestimmt, der
Takt von NE 3 verwendet.

Wie verhaÈ lt sich der Ring bei einem
StoÈ rungsfall zum Beispiel zwischen NE 2
und NE 3?

In diesem Fall bekommt NE 3 kein guÈ ltiges
Synchronisationssignal von NE 2 und laÈ uft im
Hold-over-Modus (Bild 22b), da noch keine alter­native Taktquelle verfuÈ gbar ist. Dies wird auch im
S1-Byte (¹SECª) in Richtung NE 4 gekennzeichnet.
NE 4 bekommt nun von NE 1 uÈ ber die RuÈ ckrichtung
ein Signal mit PRC-QualitaÈ t. Entsprechend der
Taktableitungstabelle nimmt das NE 4 den Syn­chronisationstakt von der RuÈ ckrichtung (NE 1).
Das gleiche gilt fuÈ r NE 3, das den Takt von NE 4
aus der RuÈ ckrichtung bezieht (Bild 22c). So laufen
alle Netzelemente trotz StoÈ rung wieder im
PRC-Takt.

18

NE3

Bild 23: Synchronisation eines synchronen Rings
mit vier Netzelementen und einer PRC-Taktquelle

4.5 Taktausgleich
durch Pointeraktionen

Die Pointertechnik ist sehr vielschichtig und
eine der grundlegenden Eigenschaften der
SDH/SONET-Systeme. Prinzipiell werden Pointer
verwendet, um einzelne virtuelle Container im Pay­load-Bereich des synchronen Transport-Moduls
flexibel zu lokalisieren (Bild 24).

Bei der Vielschichtigkeit der Pointer-Problematik
kann hier nicht naÈ her auf Details eingegangen wer­den. Es wird daher auf einschlaÈ gige Literatur ver­wiesen, z. B. Kiefer, R.: Meûtechnik in digitalen

Netzen (HuÈ thig 1997).

Pointer

Pointer

Rahmen n

P
O
H

Rahmen n+1

Die Pointertechnik wird dazu benutzt, um moÈ gliche
Phasendifferenzen durch Takt-Offset oder Wander
z. B. zwischen den ankommenden VC-4 (STS-3c)
und den abgehenden STM-N- (STS-N-) Rahmen zu
verarbeiten. Diese Situation ergibt sich, wenn ein
Netzelement nicht mehr synchron ist, d. h. im
Holdover Modus ist.

Pointerinkrement (Pointer INC)

Ist das ankommende Datensignal langsamer als
der Referenztakt (¹Offset ± ª), so kommen zu wenig
Nutzdaten fuÈ r das abgehende Transportsignal an
(Bild 25). Die Nutzlast wird quasi ¹nach vorn ge­schobenª und als Folge der Pointerwert erhoÈ ht. Die
frei werdenden Bytes werden durch Stopfbytes
ersetzt (¹positives Pointerstopfenª). Somit wird die
effektive Bitrate fuÈ r die Nutzdaten kuÈ nstlich er­niedrigt.

Pointerdekrement (Pointer DEC)

Ist das ankommende Datensignal schneller als der
Referenztakt (¹Offset +ª), kommen zu viel Nutz­daten fuÈ r das abgehende Transportsignal an
(Bild 26). Die Nutzlast quasi nach ¹hinten gescho­benª und der Pointerwert erniedrigt. Die fehlenden
Bytes werden in den SOH-Overhead eingefuÈgt
(¹negatives Pointerstopfenª).

FuÈ r den unguÈ nstigsten Fall, daû der Taktgenerator
eines Netzelementes (SEC) bei einem max. zulaÈs­sigen Frequenzfehler von 4,6610

±6

arbeitet, sind
etwa 30 Pointeraktionen pro Sekunde zur Anpas­sung erforderlich. Dieser Wert liegt weit unter der
maximalen Pointerfrequenz von 2000 Pointeraktio­nen pro Sekunde. Extreme Verstimmungen fuÈhren
zum UÈberlauf des Puffers im Pointerprozessor.
Dann muû der Pointerwert mit NDF (New Data Flag)
neu gesetzt werden, wodurch definitiv Teile der
Payload verloren gehen.

Bild 24: Pointer lokalisieren virtuelle Container im Payload-Bereich des STM-N

REF

SDH-/SONET-Signal

Offset ±

Bild 25: Ist das ankommende Datensignal langsamer als der Referenztakt (¹Offset ±ª),
so wird der Pointerwert erhoÈ ht.

SDH-/SONET-Signal

Offset +

Bild 26: Ist das ankommende Datensignal schneller als der Referenztakt (¹Offset +ª),
so wird der Pointer erniedrigt.

NE

REF

NE

SDH-/SONET-Signal

Pointer INC

SDH-/SONET-Signal

Pointer DEC

Die Pointerkorrekturen erfolgen aufgrund der Byte­struktur der SDH-Signale immer in SpruÈ ngen, und
zwar von einem oder drei Bytes. Werden PDH­Signale transportiert, haben Pointer-Events zur
Folge, daû an PDH-AusgaÈ ngen Pointer-Jitter auf­tritt (Einzelheiten zum Pointer-Jitter siehe Seiten 12
und 13).

19

4.6 Meûapplikationen

Bild 28: Der Inhalt des
analysierten S1-Bytes
wird im Klartext dar­gestellt

Die TaktqualitaÈ t hat elementaren Einfluû auf die
QualitaÈ tsbeurteilung des Netzes. In den SDH/
SONET-Netzelementen muÈ ssen bei der Inbetrieb­nahme die TaktableitungsprioritaÈ tentabellen
manuell eingepflegt werden. Sie bestimmen die
Taktquelle, von der das Netzelement getaktet wird
(siehe Abschnitt 4.4). Ein falsches Einpflegen oder
gar ein Vergessen hat zur Folge, daû das Netz­element im Freilaufmodus mit der internen Takt­quelle arbeitet, die aber nicht zur Taktung im SDH­Netz geeignet ist. Eine entstehende Taktdifferenz

Bild 27: Verlauf der PointeraktivitaÈ ten, ausgedehnt auf eine
Minute. Das Pointerfenster des ANT-20 ermoÈ glicht gleich­zeitiges Beobachten von AU- und TU-Pointerwerten, wobei
jeweils der Absolutwert numerisch und grafisch dargestellt
wird. Pointerinkremente und -dekremente werden separat
dargestellt. Der zu der jeweiligen Pointeroperation gehoÈ rige
Frequenz-Offset wird automatisch berechnet und ebenfalls
dargestellt.

wird durch Pointeraktionen ausgeglichen, was
allerdings zu erhoÈ htem Ausgangsjitter an den
PDH-AusgaÈ ngen fuÈ hrt. Besonders stoÈ rend wirken
sich Pointeraktionen bei der UÈbertragung von
PDH-Signalen aus, die zum Transport von
Synchronisationstakten benutzt werden sollen.

Um einen ersten Eindruck der TaktqualitaÈ t im Netz
zu gewinnen, empfiehlt es sich daher, eine Pointer­analyse auf STM-N-Ebene an einem entkoppelten
Monitorpunkt durchzufuÈ hren.

4.6.1 Pointeranalyse

Eine hohe Anzahl von gleichgerichteten Pointer­aktionen deutet auf eine nicht synchrone Taktquelle
im Netz hin. Treten diese Pointeraktionen gehaÈ uft
im Netz auf, muû der Verursacher der Pointeraktio­nen gesucht werden. Dies kann durch ein Schritt­fuÈ r-Schritt-ZuruÈ ckverfolgen der UÈbertragungs­abschnitte geschehen. FuÈ r die maximale Anzahl
der Pointeraktionen pro Tag gibt es keine inter­nationale Empfehlungen. In der Praxis hat man
bei guter TaktqualitaÈ t Werte zwischen einer und
50 Pointeraktionen pro Tag gemessen. Wichtig ist
dabei, daû sich diese Pointeraktionen zeitlich auf
den Tag verteilen sollen. Je nach Hersteller sind
auch einzelne Doppelpointer (zwei Pointer pro
Sekunde) moÈ glich. Da es sich hierbei um eine
Langzeitmessung handelt, sollte mindestens uÈ ber
24 Stunden gemessen werden.
Im ¹Anomaly/Defect-Analyzerª des ANT-20 werden
sowohl Pointeranpassungen (Pointer Justification

Events, PJE) als auch ¹NDF-Eventsª (New Data
Flag, NDF) angezeigt. Werden NDF-Events gemes-

sen, sind die Taktprobleme so stark, daû dadurch
Teile der Nutzdaten (Payload) verlorengegangen
sind.

4.6.2 UÈberwachen des Timing Marker S1

Mit dem Overhead-Analyse-Tool des ANT-20 hat
man Zugang zu allen SDH/SONET Overhead
Bytes, d. h. auch auf den Timing Marker S1. Der
Inhalt des S1-Bytes wird sogar im Klartext darge­stellt (Bild 28).
Im LangzeituÈ berwachungsmode ist es sinnvoll, die
AÈnderungen des S1-Bytes aufzuzeichnen (Over-
head Byte Capture). Damit laÈ ût sich ein Wechsel
des S1-Bytes von ¹G.811ª-auf ¹Quality unknownª
mit Zeitstempel erfassen, wie er z.B. durch den
Ausfall der PrimaÈ rtaktquelle verursacht werden
kann.
Das UÈberwachen des Timing Marker gibt Aufschluû
auf die korrekte Konfiguration der Taktableitungs­tabellen und kann beim AufspuÈ ren von Takt­problemen sehr hilfreich sein. Eine genaue Be­urteilung der TaktqualitaÈ t ist allerdings nur mit Hilfe
einer Wander-Analyse moÈ glich (Einzelheiten siehe
Kapitel 5).

20

5 Wander-Applikationen

5.1 Wandermessung

Eine gute Netzsynchronisation ist Voraussetzung
fuÈ r eine hohe VerfuÈ gbarkeit. Daher empfiehlt sich
eine UÈberwachung der Wander-Eigenschaften bei
der Installation, routinemaÈ ûig waÈ hrend des Be­triebs und besonders nach VeraÈ nderungen der
Netztopologie - und nicht erst im StoÈ rungsfall.

5.1.1 Meûprinzipien

FuÈ r die Messung ist grundsaÈ tzlich eine Taktreferenz
noÈ tig. Das kann eine externe Referenzquelle sein
oder das jeweils hoÈ herwertige Taktsignal in der
Synchronisationskette des Netzes (absolute oder
relative Messung).

FuÈ r das zu testende Signal werden dieselben Ein­gangsbuchsen verwendet, wie fuÈ r die uÈ brigen
ANT-20-Messungen (z. B. Anomalie-/Defekt­Analyse oder Performance-, Pointer-Test). Somit
sind Wandermessungen parallel zu diesen Mes­sungen an allen relevanten Schnittstellen bis
STM-16 und auch ATM-Signalen moÈ glich. FuÈ r die
ZufuÈ hrung des Referenztakts steht eine separate
Buchse zur VerfuÈ gung, die Taktsignale von
1,5 MHz, 2 MHz und 10 MHz sowie Datensignale
mit Bitraten von 1,5 Mbit und 2 Mbit/s akzeptiert.

Als Meûergebnisse bekommt man TIE uÈ ber der
Zeit, wobei vor der Messung die TIE-Sampling­Rate der Applikation angepaût werden kann:

.

1/s fuÈ r Langzeitmessungen bis zu 99 Tagen

.

30/s fuÈ r Standard-Wander-Abnahme-Messun­gen konform zu O.172 (z. B. 24 h)

.

300/s fuÈ r das genaue Analysieren von Phasen­uÈ bergaÈ ngen (Phase Transient Response, siehe
auch Abschnitt 5.2)

Beispiel 1: Absolute Messung der TaktqualitaÈt

Im dargestellten Szenario uÈ bernimmt ein kleiner
Netzbetreiber den Takt von einem groÈ ûeren Netz­betreiber uÈ ber eine Datenleitung (STM-1 oder
PCM-30). Mit einer absoluten Messung gegen eine
externe Referenzquelle kann auch hier die QualitaÈt
des Taktsignals uÈ berpruÈ ft werden.

STM-1, PCM-30

SDH-Netz

SDH-Netz

Beispiel 2: Relative Messung der TaktqualitaÈt

Im folgenden Beispiel ist die relative Messung sinn­voll: Zwei Vermittlungsstellen (Vermittlung A und B)
sind auf eine PRC synchronisiert. Ein Signalpfad
(z. B. 2 Mbit/s) ist uÈ ber verschiedene Transport­netze (SDH, PDH etc.) gefuÈ hrt. StoÈ reinfluÈ sse wie
Laufzeitschwankungen, Mapping- und Pointer­Wander sowie Oszillatorrauschen koÈ nnen zu so
groûen Phasenabweichungen fuÈ hren, daû Rah­menschlupf (Frame Slip) auftritt. Mit einer TIE- oder
MTIE-Messung kann herausgefunden werden, ob
die Phasenabweichungen innerhalb des Grenzwer­tes von 18 ms/Tag liegen (ITU-T G.822 und G.823).

REF

Schomandl
FN-GPS/R

Bild 29: Messung der
TaktqualitaÈ t an Netz­grenzen (absolute
Messung)

Bild 30: Messung eines
uÈ ber mehrere Netze
gefuÈ hrten Signals
(relative Messung)

Switch

A

2,048 Mbit/s

GSM

PRC

2,048 Mbit/s

Switch

B

2,048 Mbit/s

ATM

SDH

PDH

21

5.1.2 Darstellung der Meûergebnisse

Es wird die TIE-uÈ ber-Zeit-Kurve (TIE versus Time)
in Echtzeit dargestellt. Parallel dazu koÈ nnen
Messungen und Analysen mit anderen ANT-20­Fenstern laufen. Numerisch werden auûerdem die
aktuellen Werte von TIE und MTIE ausgegeben.
MTIE wird hier als Differenz zwischen Maximal­und Minimalwert des TIE seit Start der Messung
ermittelt.
Mit der eingebauten Offline-Analyse-Software koÈn­nen noch weitergehende Analysen durchgefuÈ hrt
werden, auf die in Abschnitt 5.2 noch naÈ her einge­gangen wird.

Wichtige Begriffe der Wander-Messung

Das Meûprinzip entspricht weitgehend der
Jitter-Messung. Jedoch wird anstelle der dort
uÈ blichen internen Referenztakt-Erzeugung ein
externer Referenztakt mit moÈ glichst geringem
Eigen-Wander zugefuÈ hrt, da Phasenschwan­kungen bis nahe 0 Hz zu messen sind.

TIE

PruÈ fling

REF

Zeit

Bild 32: Prinzip der Wander-Messung:
Phasenvergleich zwischen zwei Taktsignalen

In vielen SDH-Netzen wird die Taktinformation
zwischen den Netzelementen mit dem STM-N­UÈbertragungssignal verteilt. Das MeûgeraÈt
muû deshalb mit Hilfe der Signale an den
optischen oder elektrischen UÈbertragungs­schnittstellen Wander-Messungen durchfuÈhren
koÈ nnen.

TIE (Time Interval Error): Der TIE-Wert stellt
die zeitliche Abweichung eines zu pruÈ fenden
Taktsignals gegenuÈ ber einer Referenzquelle
dar. Er wird auf ein Beobachtungsintervall in
Sekunden bezogen. Dabei ist es sinnvoll, den
Anfangswert willkuÈ rlich auf Null zu setzen, also
TIE(0) = 0. Die TIE-Messung dient als Grund­lage weiterer Berechnungen (MTIE, TDEV).

Bild 31: Grafische Wander-Ergebnisdarstellung. Numerisch
angezeigt werden die aktuellen TIE- und MTIE-Werte.
Grafisch dargestellt ist der TIE-Verlauf uÈ ber der Zeit.

TIE

TIE

Zeit (t)

Beobachtungs-

intervall s

Meûdauer T

Bild 33: Ermittlung des TIE-Wertes

Im Gegensatz zu Jitterergebnissen, die in UI
(relativ zur Bitrate) angegeben werden, werden
die TIE-Werte absolut in Sekunden (bzw.
zweckmaÈ ûiger in ns) angegeben. In modernen
MeûgeraÈ ten werden die Phasenwerte durch
digitale Abtastung gewonnen, wobei laut ITU-T
G.813 mindestens 30 Samples pro Sekunde
vorgeschrieben sind (bei Tiefpaûfilterung mit
10 Hz Grenzfrequenz entsprechend O.172).
Dagegen sind in ANSI T1.101 hoÈ here Abtast­raten und eine Grenzfrequenz von 100 Hz ge­fordert. ETS 300 462-3 definiert fuÈ r sehr lange
Beobachtungsintervalle eine Grenzfrequenz
von 0,1 Hz.

22

MTIE (Maximum Time Interval Error)

Der MTIE-Wert gibt die maximale Zeitabwei­chung (Spitze-Spitze-Wert) des zu messenden
Taktsignals gegenuÈ ber einem Referenztakt
innerhalb eines bestimmten Beobachtungs­intervalls in Sekunden an. Im einfachsten Fall
(Momentanwert-Erfassung) ist der Anfang des
Intervalls fest und verlaÈ ngert sich entsprechend
der Meûdauer. Bereits damit kann man einen
relativen Frequenz-Offset Df/f erkennen und
naÈ herungsweise berechnen. Dazu setzt man
den MTIE-Wert des Intervalls s ins VerhaÈ ltnis
zum Zeitintervall s selbst, denn es gilt:

Df/f % MTIE(s)/s

Beispiel:

MTIE (1s) = 12 ms

⇒ Df/f = 12 ´ 10

MTIE (10s) = 15 ms

⇒ Df/f = 1,5 ´ 10

±6

(12 ppm)

±6

(1,5 ppm)

MTIE-Offline-Algorithmus: Eine genauere
Aussage als der MTIE-Momentanwert erlaubt
der vollstaÈ ndige Algorithmus nach ITU-T
G.810, ETS 300 462-1 und ANSI T1.101. Ein
variierendes Beobachtungsintervall s (Bild 34)
¹wandertª hierbei durch die gesamte Meû­dauer T, wobei jeweils die groÈ ûte Abweichung
festgehalten wird (MTIE-Wert fuÈ r das Intervall s).

Meûdauer T

TIE

MTIE

t

i+1

t

i

S

x

Meûdauer T

t

i+1

Zeit (t)

5.1.3 Weitere Applikationen

Wander-Generierung

Mit Hilfe der Wander-Simulation koÈ nnen dedizierte
Wander-Frequenzen auf einen PruÈ fling gegeben
werden, wobei dessen Reaktion mit den Analyse­moÈ glichkeiten des ANT-20 gepruÈ ft wird. Mit dem
ANT-20 koÈ nnen Wander-Frequenzen bis hinunter
zu 10 mHz erzeugt werden.

Testen der Wandertoleranz

Dieser Test ist im Prinzip mit dem MTJ-Test (siehe
Abschnitt 3.2) vergleichbar, allerdings mit dem ent­scheidenden Unterschied, daû Wander ein Lang­zeit-PhaÈ nomen ist. Beim Testen von mehreren
Wander-Frequenzen und -Amplituden braucht man
aus diesem Grund wesentlich mehr Zeit als bei
einem JittervertraÈ glichkeits-Test. Dies wird aus
Tabelle 5 deutlich.

Wander-Frequenz Periodendauer

10 mHz 27,8 h

1 mHz 1000 s = 16,7 min

1Hz 1s

Tabelle 5: Frequenz und Periodendauer von
Wander-Frequenzen

Auch bei niedrigen Wander-Frequenzen sollte man
die Messung mindestens uÈ ber eine volle Perioden­dauer durchlaufen lassen.
Aus den langen Meûzeiten erkennt man sofort, daû
eine manuelle DurchfuÈ hrung dieses Tests wenig
praktikabel ist. Deshalb ist im ANT-20 diese Mes­sung mit Hilfe des CATS Test Sequencer realisiert,
mit dem alle Wanderfrequenzen nacheinander
automatisch durchgetestet werden.

Bild 34: Ermittlung des MTIE-Wertes

M T I E - A l g o r i t h m u s , vereinfacht dargestellt:

± Betrachte alle Intervalle von 1 Sekunde.
± Ermittle die maximale Zeitabweichung inner-

halb eines jeden Intervalls (MTIE-Werte fuÈr
1 Sekunde).

± Trage den groÈ ûten Wert in die MTIE-Grafik

uÈ ber der Position ¹1 Sekundeª ein.
± Betrachte alle Intervalle von 2 Sekunden.
± Ermittle die maximale Zeitabweichung inner-

halb eines jeden Intervalls (MTIE-Werte fuÈr

2 Sekunden).
± Trage den groÈ ûten Wert in die MTIE-Grafik

uÈ ber der Position ¹2 Sekundenª ein.
± Dasselbe fuÈ r 3, 5, 8 Sekunden usw.

Die MTIE-Berechnung ist gut geeignet, um
z. B. einen Frequenz-Offset festzustellen, er­moÈ glicht jedoch keine Aussagen uÈ ber den
spektralen Inhalt des Fehlersignals.

23

5.2 Wander-Offline-Analyse

Die MTIE/TDEV-Analyse-Software erweitert die im
vorherigen Abschnitt genannten AnalysemoÈ glich­keiten der Wander -Messung betraÈ chtlich.

5.2.1 Meûprinzip

Die Wander-Offline-Analyse basiert auf den TIE­Samples, die mit einer Wander-Messung erfaût
wurden. Dabei werden sowohl das ANT-20-spe­zifische Dateiformat als auch das mit MS Excel
kompatible Dateiformat *.csv akzeptiert.

Anhand der aufgezeichneten TIE-Samples kann
eine MTIE/TDEV-Analyse nach ETSI-Empfehlung
ETS 300 462 (entsprechend ITU-T G.810, G.811,
G.812, G.813) durchgefuÈ hrt werden. ZusaÈ tzlich er­folgt die Berechnung des Frequenz-Offset und der
Driftrate nach ANSI T1.101 (siehe auch Seite 27)

Die MTIE/TDEV-Software kann dazu auf dem
ANT-20 selbst oder auf einem separaten Standard­PC installiert sein. Sie errechnet die MTIE-, TDEV­Kurven mit den spezifizierten Algorithmen. Zur
Auswertung stehen alle Toleranzmasken zur Ver­fuÈ gung, die zur Qualifizierung der Synchronisations­elemente benoÈ tigt werden (z. B. nach ANSI-, ETSI­und ITU-T-Norm). FuÈ r einen schnellen UÈberblick lie­fert eine ¹Software-LEDª eine ¹Pass/Failª-Aussage.
ZusaÈ tzlich koÈ nnen auch anwenderspezifische Tole­ranzmasken programmiert werden.

Mit einem integrierten Software-Simulator koÈ nnen
auf einfache Weise sinusfoÈ rmige, lineare oder
quadratische Signale sowie Weiûes Rauschen zu
einer ¹virtuellen TIE-Kurveª uÈ berlagert werden.
Diese kann ebenfalls mit der Software ausgewertet
und zum Vergleich mit ¹echtenª Meûkurven heran­gezogen werden.

Bild 35: TIE-Analyzer mit mehreren TIE-Messungen

MTIE/TDEV-Fenster:

Mit dieser Ansicht koÈ nnen sowohl der MTIE- als
auch der TDEV-Algorithmus gestartet werden. FuÈr
die Berechnung werden sinnvoll ausgewaÈ hlte Be­obachtungs-Intervalle innerhalb der Gesamtmeû­zeit benutzt und die Ergebnisse fuÈ r jedes Intervall
sind als Punkt dargestellt.
Es koÈ nnen dazu verschiedene Toleranzmasken ein­geblendet werden, die die verschiedenen Quali­taÈ tsstufen charakterisieren (z.B. PRC-Level, SSU­Level).

24

5.2.2 Darstellung der Meûergebnisse

Es gibt zwei Ansichten der Offline-Analyse­Software:

TIE-Analyzer:

Mit dieser Ansicht lassen sich die aufgezeichneten
TIE-Samples genauer untersuchen. Zoom-Funk­tionen erleichtern das Auffinden und analysieren
von kritischen Zeitabschnitten. Es koÈ nnen auch
mehrere TIE-Messungen in den TIE-Analyzer gela­den und gegeneinander verglichen werden, z. B.
mehrere Messungen am selben Objekt (Bild 35).
Dargestellt werden auch die Werte des Frequenz­Offsets und die Drift-Rate. Der Frequenz-Offset
kann eliminiert werden (TIE-Darstellung mit korri­giertem Frequenz-Offset). Mit der Zoom-Funktion
laÈ ût sich ein sinnvolles Auswerteintervall fuÈ r die
MTIE/TDEV-Offline-Analyse auswaÈ hlen.

Bild 36: MTIE und TDEV-Analyse, hier dargestellt mit
Toleranzmaske (erfuÈ llt)

5.2.3 Untersuchung von Phasen­uÈ bergaÈ ngen

(Phase Transient Response)

Eine Wander-Messung (TIE) erlaubt die PruÈ fung
des PhasenuÈ bergangs. Hierbei sollte die TIE­Sample-Rate allerdings auf 300/s eingestellt wer­den, damit eine groÈ ûere AufloÈ sung gegeben ist und
auch eventuelle schnelle UÈberschwinger erfaût
werden koÈ nnen. Die erreichte AufloÈ sung ist 10 mal
hoÈ her als in O.172 empfohlen. Mit der Offline­Analyse-Software koÈ nnen PhasenuÈ bergaÈ nge noch
genauer untersucht werden. Die 200-m-Funktion
erlaubt die genaue Auswahl und Analyse eines
beliebigen Zeitabschnitts.

Neben 24-h-Abnahmemessungen ¹konform zu
O.172, PRC-Levelª und LangzeituÈ berwachungen
in Kombination mit einer Bitfehlermessung ist die
Untersuchung von PhasenuÈ bergaÈ ngen besonders
erwaÈ hnenswert. PhasenuÈ bergaÈ nge entstehen an
AusgaÈ ngen von synchronisierten Taktgeneratoren
durch StoÈ rungen des Referenzsignals, wie z. B. bei
der Unterbrechung des Synchronisationssignals
oder beim Umschalten zwischen verschiedenen
Synchronisationsquellen. Dabei wird zwischen
kurzzeitigen PhasenuÈ bergaÈ ngen und langzeitigen
PhasenuÈ bergaÈ ngen unterschieden.

TIE

Abweichung 510

Bild 37: Kurzzeitiger PhasenuÈ bergang

TIE

Abweichung 510

11

UÈbergangs­bereich

11

Abweichung 510

11

Zeit

Abweichung
54,6610

11

Kurzzeitige PhasenuÈ bergaÈ nge:
Sie entstehen, wenn wegen einer StoÈ rung auf eine
andere Referenzquelle umgeschaltet werden muû,
der dieselbe PrimaÈ rquelle zugrunde liegt (Bild 37).
Nach dem Umschalten muû die Phase auf die neue
Synchronisationsquelle einschwingen, was hoÈ ch­stens 15 s dauern darf. HierfuÈ r ist eine maximale
Taktabweichung von 1000 ns als Toleranzmaske
vorgeschrieben (siehe ITU-T Rec. G.813).

Langzeitige PhasenuÈ bergaÈ nge:

Sie entstehen beim Verlust der Synchronisations­quelle, wenn der Taktgenerator in den Holdover-
Zustand uÈ bergehen muû. Da hierbei uÈ ber einen
laÈ ngeren Zeitraum ein Frequenz-Offset bestehen
kann, ist die Phasenabweichung uÈ ber der Zeit nicht
grundsaÈ tzlich begrenzt. Allerdings ergibt sich aus
dem maximal zulaÈ ssigen Frequenzfehler im
Holdover-Betrieb eine maximale Steigung der
Phasenabweichung uÈ ber der Zeit (Bild 38).

Der Frequenz-Offset von 4,6610

±6

darf von einer
SEC nicht uÈ berschritten werden. Der Wert wird im
Analysefenster direkt angezeigt.

Zeit

Bild 38: Langzeitiger PhasenuÈ bergang (Holdover-Mode)

25

TDEV (Time Deviation)

Der TDEV-Wert ist ein Maû fuÈ r die Varianz des
Phasenfehlers in AbhaÈ ngigkeit von der Inte­grationszeit. Zu seiner Bestimmung wird uÈ ber
ein Intervall s, das die gesamte Meûdauer T
¹durchwandertª (wie bei MTIE) fuÈ r jeden ¹Halte­punktª s

die Standardabweichung s (si) berech-

i

net (Bild 39). Die errechneten Werte werden
uÈ ber T gemittelt, wodurch man den TDEV-Wert
fuÈ r das gewaÈ hlte Intervall s erhaÈ lt. Im naÈ chsten
Schritt wird s vergroÈ ûert, wobei die gesamte
Prozedur fuÈ r das ¹neueª s wiederholt wird.

Im Gegensatz zur MTIE-Berechnung kann man
mit der TDEV-Analyse auf den spektralen Inhalt
der Phasenschwankungen schlieûen und das
Meûergebnis mit Hilfe des TDEV-Algorithmus
interpretieren.

T D E V-Algorithmus, stark vereinfacht dar­gestellt:

± Betrachte alle Intervalle von 1 Sekunde.
± Ermittle die Standardabweichung s innerhalb

aller Intervalle.

± Bilde den Mittelwert uÈ ber alle s uÈ ber die

Meûdauer T (das ergibt den TDEV-Wert fuÈr
1 Sekunde).

± Trage den Wert in die TDEV-Grafik uÈ ber der

Position ¹1 Sekundeª ein.
± Betrachte alle Intervalle von 2 Sekunden.
± Ermittle die Standardabweichung s innerhalb

aller Intervalle.

± Bilde den Mittelwert uÈ ber alle s uÈ ber die Meû-

dauer T (TDEV-Wert fuÈ r 2 Sekunden).

± Trage den Wert in die TDEV-Grafik uÈ ber der

Position ¹2 Sekundenª ein.

± Dasselbe fuÈ r 3, 5, 8 Sekunden usw.

Die TDEV-Berechnung stellt eine Art ¹wandern­desª Software-Filter dar. Der TDEV-Wert zu den
Intervallen s
Filter mit der Mittenfrequenz 0,42/s

wird uÈ ber ein digitales Bandpaû-

x

und eine

x

anschlieûende Effektivwertbildung gewonnen.

TVAR (Time Variance)

Stellt mathematisch das Quadrat von TDEV dar.

ADEV (Allan Deviation),
MADEV (Modified Allan Deviation)

Die Berechnung der ADEV- und MADEV-Werte
ist mit der TDEV-Berechnung vergleichbar; die
Werte lassen sich auch mathematisch ineinan­der uÈ berfuÈ hren. ADEV und MADEV sind zwar
nicht so gebraÈ uchlich wie TDEV, werden aber
gelegentlich zur Analyse herangezogen, weil sie
weitere Informationen uÈ ber die Art der StoÈ run­gen liefern.

kleines Intervall

H(f)

Effektivwert

Meûdauer T

TIE

x

H(f)

s

s

3

t

i+1

Zeit (t)

mittleres Intervall

s

2

0,42

s

2

Effektivwert

groûes Intervall

s

3

H(f)

f

Bild 39: Ermittlung des TDEV-Wertes

0,42

s

3

Effektivwert

f

t

t

i+1

s

1

f

0,42

s

1

TDEV

s

1s2

hoÈ herfrequente niederfrequente

i

S

Beobachtungs-

intervall

Anteile

26

Interpretation der MTIE-, TDEV-, ADEV- und
MADEV-Kurven

ADEV, MADEV und TDEV liefern bei verschiede­nen StoÈ rungen teilweise unterschiedliche Ergeb­nisse (sieheTabelle 2, Seite 28). AufgefuÈ hrt sind
neben offensichtlichen Erscheinungen wie Fre­quenz-Offset und -Drift auch die fuÈ r Oszillatoren
typischen Rauschprozesse.
Wie man sieht, ist die MTIE-Berechnung der
einzige Weg, um den wichtigen (und haÈ ufig
auftretenden) Fall von Frequenz-Offset zu erfas­sen. Die TDEV-Berechnung dagegen gibt Auf­schluû uÈ ber Frequenz-Drift oder das Rauschen
von Oszillatoren. FaÈ llt beispielsweise die TDEV­Kurve proportional mit der Wurzel aus s, so laÈût
dies auf Phasenmodulation mit weiûem Rau­schen schlieûen.
Zum Ausgleich von Frequenzschwankungen
durch Pointer-Aktionen werden bei Digital

Switches, synchronen Cross Connects oder bei
Add & Drop-Multiplexern Puffer verwendet. Hier-

bei ist der MTIE-Wert ein Maû fuÈ r die Puffer-Aus­legung, d. h. man dimensioniert den Puffer nach
dem vorgeschriebenen MTIE-Grenzwert. Wenn
dieser nicht uÈ berschritten wird, kann man sicher
sein, daû es zu keinen Puffer-UÈberlaÈ ufen kommt
und somit Rahmen-Slips ausbleiben.

f

0

Data in

f

Bild 40: Zum Ausgleich von Frequenzschwankungen
werden Puffer verwendet.

Buffer

0

Data out

Die TDEV-, ADEV- und MADEV-Kurven sind als
Maû fuÈ r die Puffer-Auslegung nicht geeignet,
aber eine wertvolle Hilfe bei der Beurteilung von
Oszillatoren. In ETS 300 462-3 werden z. B.
MTIE- und TDEV-Masken fuÈ r alle Synchronisa­tions-Schnittstellen (PRC, SEC, SSU, PDH)
spezifiziert. Sie zeigen fuÈ r jedes Beobachtungs­intervall den maximalen MTIE- oder TDEV-Wert.
Zusammenfassend laÈ ût sich sagen:

Frequenz-Offset und Frequenz-Driftrate

Neben der Spezifikation des transienten Pha­senuÈ bergangs (TIE) beim Umschalten einer
Taktquelle in den Holdover-Modus werden in
entsprechenden Standards die Maximalwerte
fuÈ r den ¹Frequenz-Offsetª (Initial Fractional
Frequency Offset) und die ¹Frequenz-Driftrateª
(Frequency Drift Rate) vorgegeben (siehe Ta­belle 7, Seite 28). Dabei werden die Werte an­hand spezieller Algorithmen nach ANSI T1.101
ermittelt.

Drift rate

TIE

Frequency
offset

Time

Bild 41: Einfluû von Driftrate und Frequenz-Offset
auf TIE (Time Interval Error)

MRTIE (Max. Relative Time Intervall Errors)

Ist bei einer Wander-Analyse von asynchronen
Signalen die Referenz z. B. wegen der raÈ um­lichen Distanz nicht verfuÈ gbar, kann die MTIE­Analyse von einem Frequenz-Offset uÈ berlagert
sein. Er ist durch den Taktunterschied zwischen
Signal und der zur Messung herangezogenen
lokalen Referenz bedingt. Mit der MRTIE-Mes­sung wird der Frequenz-Offset vom Meûergeb­nis subtrahiert, so daû die eigentliche Wander­charakteristik angezeigt wird.

Frequency

TIE

Offset corrected TIE

offset

.

MTIE ist ein Maû fuÈ r die LangzeitstabilitaÈt
eines Taktes,

.

TDEV ist ein Maû fuÈ r die KurzzeitstabilitaÈt.

Time

Bild 42: Bei der MRTIE-Messung wird der Frequenz-Offset
vom Meûergebnis subtrahiert

27

Process

Slope of

Possible causes

MTIE TDEV ADEV MDEV

Frequency offset s±±± Clock not from PRS

Frequency drift ± s

2

s s Delay variations due to

temperature changes

White noise phase modulation
(WPM)
Flicker Phase Modulation
(FPM)
White noise frequency modulation
(WFM)
Flicker frequency modulation
(FFM)
Random walk frequency modulaton

-1/2

±

±

±

±

±

s

-0

s

1/2

s

s

3/2

s

-1

s

-1

s

-1/2

s

0

s

1/2

s

s

s

s

s

s

-3/2

-1

-1/2

0

1/2

Typical parasitic noise
processes in different
types of oscillators

(RWFM)

Tabelle 6: Interpretation von MTIE, TDEV, ADEV und MDEV-Kurven nach ETSI 300 462-1

Stratum 3 Stratum 3E

Initial Frequency Offset 0,05 ppm 0,001 ppm

Frequency Drift Rate 4,63610

±7

ppm/sec 1,16610±8ppm/sec

Fractional Frequency Offset due to Temp. Variations 0,3 ppm 0,01 ppm

Tabelle 7: Grenzwerte fuÈ r die Stratum-3/3E-Taktquelle nach ANSI T1.101

Bild 43: Funktionsbild
eines Jitter/Wander­Analysators

6 Jitter- und Wander-Meûtechnik

Prinzip der Jittermeûtechnik

Ein Jitter-MeûgeraÈ t enthaÈ lt in der Regel folgende
Elemente:

± Mustertaktumsetzer
± Referenztakterzeugung (PLL)
± Phasenmesser (Phasendetektor)
± Bewertungsfilter
± Spitzenwerterfassung (Spitze-Spitze-Auswer-

tung und ggf. Effektivwertbestimmung)

Der Mustertaktumsetzer generiert aus dem Digital­signal den zugehoÈ rigen Takt mit allen enthaltenen
Phasenschwankungen. Dieser Takt wird im Phasen­messer mit dem Referenztakt der internen Refe­renztakterzeugung verglichen. Der Referenztakt-

Digitalsignal

(mit Jitter und
Wander)

Ext. Referenztakt­eingang

(fuÈ r Wander­messung

Jitter/Wander­behafteter Takt

Muster

Takt

Mustertakt-

umsetzer

PLL

Jitterfreier
Referenztakt

Ext.

Int.

j

Phasen­detektor

PLL

Interne

Referenztakt-

erzeugung

generator erzeugt die Referenzphase, indem er mit
Hilfe einer Phasenregelschleife (PLL) dem jitter­behafteten Eingangstakt traÈ ge nachfolgt. Die PLL
besitzt einen Tiefpass mit einer Grenzfrequenz im
Bereich 1 Hz (ANT-20: 0,1 Hz), somit werden die
hochfrequenten Jitteranteile herausgefiltert. Die
Bandbreite dieser Phasenregelschleife bestimmt
auch die untere Grenzfrequenz der Jitter-Messung,
d. h., Anteile unter dieser Grenzfrequenz werden
nicht erfaût.
Die Spannungsschwankungen am Ausgang des
Phasenmessers sind den Phasenschwankungen
proportional, d. h., das Ausgangssignal entspricht
dem zeitlichen Verlauf des Jitters. Nachgeschaltete
standardisierte Bewertungsfilter (siehe weiter un-

Ausgangsspannung proportional
zur Phasendifferenz zwischen
Signaltakt und Referenzakt

HP TP

U

Jitter-

Bewertungsfilter

TP

10 Hz

Tiefpaû

Spitze-Spitze/

Effektivwert
Auswertung

TIE

UI

UI

rms

MTIE

Demodulator­ausgang

pp

Ergebnis­auswer­tung und

-anzeige

28

ten: ¹Jitter-Bewertungª) begrenzen das Frequenz­spektrum des Jitter-Signals. Die positiven und
negativen Spitzenwerte des gefilterten Signals
werden erfaût (Spitze-Spitze-Auswertung) und als
Jitter-Ergebnis (in UI

oder alternativ als UI

pp

RMS

)
angezeigt. Das gefilterte Signal steht zur externen
Weiterverarbeitung an einem Demodulatorausgang
zur VerfuÈ gung. Dadurch sind weitere Analysen im
Zeit- und Frequenzbereich des Jitters moÈ glich,
z. B. mit einem Oszilloskop, einem selektiven
Pegelmesser oder Spektrumanalysator.

Jitterbewertung: Kombinationen aus Hoch- und
Tiefpassfiltern bewerten das detektierte Jitter­Signal bezuÈ glich seines spektralen Inhalts. Die fuÈr
jede UÈbertragungsschnittstelle passenden Filter­kombinationen sind in den einschlaÈ gigen Stan­dards festgelegt (siehe Anhang, Tabelle 3: ¹Stan­dards Jitter/Wanderª). Jitter-Analysatoren besitzen
deshalb eine entsprechende Auswahl von Hoch­und Tiefpassfiltern. Durch die Selektion interessie­render Frequenzbereiche aus dem Jitter-Spektrum
lassen sich RuÈ ckschluÈ sse auf die an der StoÈ rung
beteiligten Frequenzen ziehen.

Bandpass

f

Jitter-

Detektor

HP1 HP2 TP

STM-1/OC-3 500 Hz 65 kHz 1,3 MHz

STM-4/OC-12 1 kHz 250 kHz 5 MHz

STM-16/OC-48 5 kHz 1 MHz 20 MHz

Amplitude

/Dek.

dB

20

f

1

Bild 44: Jitter-Meûfilter fuÈ r SDH/SONET-Bitraten

1±f3

Bandpass

f

2±f3

/Dek.

20 dB

f

2

Df

13

Df

Df

Df

23

13

23

f

3

60

dB

/De

k.

Frequenz

pp

gemessene Jitter-

Amplitude in UI

Jittergenerator: FuÈ r die Jitter-Meûarten, wie z. B.
Jitter-Toleranz oder Jitter-UÈbertragung, ist ein
Jittergenerator erforderlich. Die Baugruppen
Jitter-Modulationsgenerator und Jitter-Modulator
(Phasenmodulator) erzeugen einen Takt mit defi­nierter Jittermodulation sowie einer Frequenz mit
der gewuÈ nschten Bitrate. Dieser Takt versorgt den
Mustergenerator, der das Digitalsignal erzeugt.
Mit Hilfe eines externen Modulatoreingangs koÈ nnen
besondere Streûsignale (Quasizufallsrauschen,
SaÈ gezahn etc.) flexibel eingesetzt werden.

Prinzip der Wander-Meûtechnik: Das Meûprinzip
entspricht weitgehend dem der Jitter-Messung.
Anstelle der internen Referenztakterzeugung muû

jedoch ein externer Referenztakt zugefuÈ hrt werden,
da Phasenschwankungen bis nahe 0 Hz zu messen
sind. WuÈ rde dies mit einer PLL realisiert werden, so
muÈ ûte die Grenzfrequenz des Tiefpasses so niedrig
wie moÈ glich sein. Je tiefer die Grenzfrequenz,
desto laÈ nger muû die Einschwingzeit sein. So ergibt
sich z. B. bei einer Grenzfrequenz von 0,0001 Hz
eine Einschwingzeit von einigen Stunden, was aber
nicht praktikabel ist.

O.171 und O.172: Empfehlungen und GeraÈ te­eigenschaften zur Jitter-/Wander-Messung

Die 1999 verabschiedete ITU-T-Empfehlung O.172
mit dem Titel ¹Jitter and Wander Measuring

Equipment for Digital Systems which are based
on the Synchronous Digital Hierarchy (SDH)ª. Diese

neue Empfehlung tritt an die Seite der schon lange
existierenden Empfehlung O.171, die Jitter- und
Wander-Messungen an PDH-Systemen spezifiziert.
O.172 ist zwar primaÈ r auf SDH ausgerichtet, umfaût
aber auch Schnittstellen der PDH-Zubringer.
Definiert werden die GeraÈ teeigenschaften sowohl
zur Jitter- und Wander-Messung als auch zur Jitter­und Wander-Erzeugung. Besonders wichtig ist,
daû die Forderungen an die Meûgenauigkeit in
O.172 gegenuÈ ber O.171 zum Teil verschaÈ rft wur­den. Auch sind die fuÈ r die Messung wichtigen
Bewertungsfilter (s. Abschnitt ¹Jitterbewertungª)
eindeutig beschrieben. Auûerdem werden noch die
durch die synchrone Technologie bedingten neuen
Meûapplikationen beschrieben (z. B. Pointerjitter).
Tabelle 8 zeigt die wichtigsten Unterschiede zwi­schen O.171 und O.172.

O.171 O.172

Schnittstellen Elektrische Schnitt-

stellen bis
140 Mbit/s (PDH)

Jitter-Meter-

10 Hz bis 3,5 MHz 10 Hz bis 20 MHz

Frequenzbereich

Jitter-Meter-

Elektr. und opt. Schnitt­stellen bis 10 Gbit/s (PDH,
SDH, SONET)

(bei 2,5 Gbit/s)

praÈ zisere Filterdefinition

Bewertungsfilter

Jitter-Meter­Amplitudenbereich

Jitter-Meter-Eigen­fehler (Konstantanteil)

Jitter-Tx-

Bis 10 UIpp ErhoÈ hter Meûbereich, z. B.

200 UIpp bei STM-4

z. B. 0,085 UIpp bei

0,025 bis 0,05 UIpp

140 Mbit/s

Bis 3,5 MHz Bis 20 MHz (bei 2,5 Gbit/s)

Frequenzbereich

Pointer-Jitter­Meûapplikation

Beschreibung der Meû­anforderungen, Pointer­Testsequenzen

Wander-Meter­Samplingrate (TIE)

Wander-Meter­Genauigkeit

nicht erwaÈ hnt

430 Hz

+

5% (variabler Anteil)

+

2,5 ns (Konstantanteil)
fuÈ r kleine Beobachtungs­intervalle

MTIE-/TDEV-

Genaue Beschreibung

Algorithmus

Wander-Tx-

53000 UI 5230400 UI

Amplitudenbereich

Wander-Tx-

412 mHz fuÈ r 2 Mbit/s 412 mHz fuÈ r alle Bitraten

Frequenzbereich

Tabelle 8: Vergleich
zwischen O.171 und
O.172

29

Anhang: Normen fuÈ r Jitter und Wander

Tabelle 1: Output
Jitter Requirements for
Network Interfaces

NOTE 1: In Draft
Revised G.824: 5 UIpp

Damit unterschiedliche Netzelemente problemlos
in einem Telekommunikationsnetz zusammen­geschaltet werden koÈ nnen, muÈ ssen unter anderem
die maximalen Jitter- und Wander-Amplituden an
den Schnittstellen eingehalten werden. Umgekehrt
muÈ ssen die EingaÈ nge ein bestimmtes Maû an Jitter
und Wander tolerieren koÈ nnen. Die Akkumulation

Network
Interface

SDH Transport ITU-T G.825

SONET Transport ANSI T1.105.03

PDH Transport ITU-T G.823

Synchronization ITU-T G.823

Standard Bitrate Jitter Limits

ETSI EN 302 084

Bellcore GR-253

ETSI EN 302 084

ANSI T1.102
Bellcore GR-499
ITU-T G.824

ETS 300 462-3

ANSI T1.101 1544 kbit/s 5 0.1

STM-1e 1.5 0.075

STM-1 1.5 0.15

STM-4 1.5 0.15

STM-16 1.5 0.15

STM-64 1.5 0.15

OC-1 1.5 0.15

OC-3 1.5 0.15

OC-12 1.5 0.15

OC-48 1.5 0.15

2048 kbit/s 1.5 0.2

8448 kbit/s 1.5 0.2

34368 kbit/s 1.5 0.15

139264 kbit/s 1.5 0.075

1544 kbit/s 5 0.1

6312 kbit/s 3 (NOTE 1) 0.1

44736 kbit/s 5 0.1

2048 kbit/s PRC 0.05 -

2048 kbit/s SSU 0.05 -

2048 kbit/s SEC 0.5 0.2

2048 kbit/s PDH 1.5 0.2

von Jitter in einer UÈbertragungskette mit Regene­ratoren muû durch Einhalten von Jitter-UÈber­tragungsfunktionen begrenzt werden. Dazu sind fuÈr
alle digitalen Hierarchie-Ebenen entsprechende
Anforderungen in den Standards nach ITU-T, ANSI
und ETSI spezifiziert.

Wide-band Jitter/UIpp High-band Jitter/UIpp

Tabelle 2: Output
Jitter Requirements for
Equipment

NOTE 1: Revised Draft
G.783 (10/98)

Equipment Standard Bitrate Jitter Limits

Wide-band Jitter/UIpp High-band Jitter/UIpp

SDH (TM, ADM, DXC
etc.)

SDH Regenerators ITU-T G.783

PRC Clock ITU-T G.811

SSU Clock ITU-T G.812

PDH ITU-T G.735 2048 kbit/s 0.05 Ð

ITU-T G.813
ETS 300 462-5

ANSI T1.105.03 OC-1 0.01 UI

Bellcore GR-253 OC-1 0.1 (0.01 UI

NOTE 1

ETS 300 462-6

ETS 300 462-4

ITU-T G.742 8448 kbit/s 0.05 Ð

ITU-T G.751 34368 kbit/s 0.05 Ð

STM-1 0.5 0.1

STM-4 0.5 0.1

STM-16 0.5 0.1

(12 kHz) Ð

rms

OC-3 0.01 UI

OC-12 0.01 UI

OC-48 0.01 UI

OC-3 0.1 (0.01 UI

OC-12 0.1 (0.01 UI

OC-48 0.1 (0.01 UI

STM-1 0.3 0.1

STM-4 0.3 0.1

STM-16 0.3 0.1

2048 kbit/s 0.05 Ð

1544 kbit/s 0.015 Ð

STM-1e 0.5 0.075

STM-1 0.5 0.1

STM-4 0.5 0.1

STM-16 0.5 0.1

2048 kbit/s 0.05 Ð

1544 kbit/s 0.05 Ð

139264 kbit/s 0.05 Ð

(12 kHz) Ð

rms

(12 kHz) Ð

rms

(12 kHz) Ð

rms

)Ð

rms

)Ð

rms

)Ð

rms

)Ð

rms

30

Aspect Application ITU-T ANSI Bellcore ETSI

Output
Jitter/Wander
Network Interfaces

Output
Jitter/Wander
Equipment Interfaces

Mapping /
Pointer (Combined) Jitter

Jitter/Wander Tolerance SDH / SONET G.825 T1.105.03 GR-253 EN 302 084

Jitter/Wander Transfer SDH / SONET G.783

Definitions and
Terminology

Jitter/Wander
Measurement Equipment

SDH G.825 Ð Ð EN 302 084

SONET б T1.105.03 GR-253 Ð

PDH 1.5 Mbit/s Hierarchy б T1.102 GR-499 Ð

PDH 2 Mbit/s Hierarchy G.823 Ð Ð EN 302 084

Synchronisation G.823 T1.101 Ð ETS 300 462-3

SDH / SONET
(TM, ADM, DXC etc.)

SDH / SONET
Regenerators

PRC Clock G.811 Ð Ð ETS 300 462-6

SSU Clock G.812 Ð Ð ETS 300 462-4

PDH G.735

SDH / SONET Equipment G.783 T1.105.03 GR-253 ETS 300 417-1-1

PDH 1.5 Mbit/s Hierarchy G.824 T1.403

PDH 2 Mbit/s Hierarchy G.823 Ð Ð EN 302 084

PDH 1.5 Mbit/s Hierarchy
(MUXDEM)

PDH 2 Mbit/s Hierarchy
(MUXDEM)

Synchronisation Networks G.810 Ð Ð ETS 300 462-1

PDH Equipment O.171 Ð Ð Ð

SDH Equipment O.172 Ð Ð Ð

G.813 T1.105.03 GR-253 ETS 300 462-5

G.783 (G.958) Ð Ð Ð

G.742
G.751

(G.958)

Ð GR-499 Ð

G.735 to 739
G.751

ÐÐÐ

T1.404

T1.105.03 GR-253 Ð

ÐÐÐ

GR-499 Ð

Tabelle 3: Jitter/
Wander Standards

31

Deutschland

Wavetek Wandel Goltermann GmbH & Co.
Vertriebsgesellschaft
Postfach 11 55
72794 Eningen u.A.
Tel. [phone]
Fax [phone]
E-mail: [e-mail]

Schweiz

Wandel & Goltermann (Schweiz) AG
Postfach 779
Morgenstrasse 83
CH-3018 Bern 18
Tel. [phone]
Fax [phone]
E-mail: [e-mail]

OÈsterreich
GUS, Ost- und SuÈ deuropa,
Iran, TuÈ rkei

Wavetek Wandel Goltermann Austria GmbH
Postfach 13
Elisabethstraûe 36
A-2500 Baden
Tel. [phone]
Fax [phone]
E-mail: [e-mail]

Weltweit

Wandel & Goltermann GmbH & Co.
Elektronische Meûtechnik
Internationales Marketing
Postfach 12 62
D-72795 Eningen u.A.
Tel. [phone]
Fax [phone]
E-mail: [e-mail]
http://www.wwgsolutions.com

AÈnderungen vorbehalten ± Best.-Nr. TP/EN/A071/0799/GE
Printed in Germany 