200W ATX PC POWER SUPPLY
Zde Vam prinasim schema PC zdroje firmy DTK. Tento zdroj je v ATX provedeni o vykonu 200W. Schema jsem nakreslil, kdyz sem zdroj opravoval. Kdyz uz jsem mel pri oprave namalovanou asi polovinu, tak sem si rekl, ze by nebylo spatne
dokreslit cele schema. Nyni prinasim i podrobny popis funkce celeho zdroje a opravene dve chyby ve schematu. Chybel tam NTCR1 a spoj mezi obvodem PowerGood a 2. vyvodem IC1.
Toto zapojeni ATX zdroje vyuziva obvod TL494. Podobne zapojeni pouziva vetsina zdroju s vykonem kolem 200W. Zdroj je zapojen jako dvojcinny menic s regulaci vystupniho napeti.
Sitove napeti je pres vstupni filtracni obvody (C1, R1, T1, C4, T5) privedeno na usmernovac. Pri napeti 115V se z nej po prepnuti prepinace 230V/115V stane zdvojovac. Varistory Z1 a Z2 maji ochrannou funkci proti prepeti na vstupu zdroje.
Termistor NTCR1 slouzi k omezeni proudu pri zapnuti zdroje, nez se nabijou kondenzatory C5 a C6. R2 a R3 slouzi pouze k vybiti zbytkoveho naboje kondenzatoru po vypnuti zdroje. Po pripojeni zdroje k sitovemu napeti se nejdrive nabiji
kondenzatory C5 a C6 dohromady asi na 300V. Po te se rozbehne pomocny zdroj rizeny tranzistorem Q12 a na vystupu se objevi napeti. Za stabilizatorem IC3 je napeti 5V, ktere je vyvedeno na konektor do motherboardu a trvale napaji obvody
potrebne pro zapnuti zdroje. Dalsi nestabilizovane napeti je vyvedeno pres diodu D30 a je urceno k napajeni ridiciho obvodu hlavniho zdroje IC1 a pomocnych ridicich tranzistoru Q3 a Q4. Pri behu hlavniho zdroje je toto napajeni realizovano pres
diodu z vystupu +12V.
200W ATX PC POWER SUPPLY
file:///C|/WINDOWS/Desktop/sajtovi/mikroel/atx/200W ATX PC POWER SUPPLY.htm (1 of 2) [20. 06. 2000 21:51:59]
V klidu je hlavni zdroj blokovan kladnym napetim privedenym na vyvod PS-ON pres rezistor R23 z pomocneho zdroje. Diky nemu je sepnuty tranzistor Q10, ktery zase spina Q1, ktery privadi na vyvod 4 IO1 referencni napeti +5V z vyvodu 14
IO1. Tim je zdroj zcela zablokovan. Tranzistory Q3 a Q4 jsou oba otevreny a zkratovavaji vinuti pomocneho transformatoru T2. Diky tomu se nedostane zadne napeti na vykonovy stupen. Napetim na vyvodu 4 muzeme ridit maximalni sirku
impulsu na vystupu IO. Napeti 0V znamena nejvetsi sirka impulsu. Pri zvysovani napeti se impuls zkracuje, az zcela zanikne.
Ted si vysvetlime funkci zdroje pri plnem provozu. Zdroj se zapne tak, ze nekdo napr. zmackne tlacitko na pocitaci a logika na motherboardu uzemni vstupni vyvod zdroje PS-ON. Tim dojde k rozepnuti tranzistoru Q10 a nasledne Q1. Zacne se
nabijet C15 pres R15 a na vyvodu 4 IC1 zacne diky R17 klesat napeti az k nule. Tim se dosahne postupnym zvysovanim maximalni sirky impulsu plynuleho nabehu zdroje.
V beznem provozu je zdroj rizen IC1. Pokud jsou Q1 a Q2 rozepnuty, jsou Q3 a Q4 sepnuty. Pokud se ma sepnout jeden z vykonovych tranzistoru (Q1, Q2), rozepne se prislusny budici tranzistor (Q3, Q4). Proud prochazejici pres R46 a D14 jen
jednim vinutim T2 vybudi napeti na bazi vykonoveho tranzistoru a pomoci kladne zpetne vazby ho uvede rychle do saturace. Po skonceni impulsu se opet sepnou oba dva budici tranzistory, kladna zpetna vazba zanikne a prekmitem na budicim
transformatoru se vykonovy tranzistor rychle rozepne. Po te se cely proces opakuje, ovsem s druhym tranzistorem. Tranzistory Q1 a Q2 stridave pripojuji jeden konec primarniho vinuti na kladne, nebo zaporne napeti proti stredu. Vykonova vetev
probiha od emitoru Q1 (kolektoru Q2) pres pomocne (treti) vinuti budiciho transformatu T2, dale pres primarni vinuti hlavniho transformatoru T3 a kondenzator C7 az na umely stred napajeciho napeti.
Stabilizace vystupnich napeti se provadi tak, ze se pomoci R25 a R26 se meri vystupy +5V a +12V. Velikost ostatnich vystupnich napeti je dana pomerem zavitu na sekundarni strane T3 a polaritou usmernovacich diod. Na vystupu zdroje je nutna
tlumivka, aby se potlacila vysokofrekvencni slozka a napeti bylo dobre vyhlazene. Toto napeti je umerne velikosti napeti pred tlumivkou a pomeru sirky impulsu k delce periody. Na vystupu za usmernovacimi diodami je spolecna tlumivka pro
vsechny napeti zdroje. Pokud se dodrzi pocet zavitu a smer vinuti odpovidajici vystupnim napetim, ziskame tak dalsi transformator, ktery je schopen kompenzovat nerovnomerne zatizeni jednotlivych napeti. V praxi jsou odchylky vystupnich napeti
asi do 10% od sve jmenovite hodnoty.
Z vnitrniho zdroje referencniho napeti (vyvod 14 IC1) je pres delic R24/R19 napeti privedeno na invertujici vstup (vyvod 2) zesilovace odchylky. Na neinvertujici vstup (vyvod 1) je privedeno napeti pres delic R25,R26/R20,R21 z vystupu zdroje.
Zpetna vazba C1, R18 zajistuje stabilitu regulatoru. Napeti na vystupu zesilovace odchylky je porovnavano s napetim piloviteho prubehu snimaneho z kondenzatoru C11 vnitrniho oscilatoru. Zmensi-li se napr. vystupni napeti, zmensi se take napeti
na vystupu zesilovace odchylky. Budici impuls je delsi, vykonove tranzistory Q1, Q2 jsou dele otevrene, sirka impulsu pred vystupni tlumivkou se prodlouzi a vystupni napeti se dorovna. Druhy zesilovac odchylky je zablokovan privedenym
predpetim na vyvod 15 IC1.
Vetsina zakladnich desek pocitace vyzaduje signal "PowerGood", ktery rika, ze vsechna napeti jsou vporadku a na jeho zaklade provedou RESET logickych obvodu hlavni desky. Tento signal prejde z 0 na +5V (log.0 na log.1) az po spravnem
nabehu zdroje.
Povsimneme si jeste obvodu pripojenem na vystupu napeti +3.3V. Provadi se v nem dodatecna stabilizace vystupniho napeti. Je to proto, ze napeti je uz dost nizke a pri vetsim zatizeni by diky ubytku na kabelech kleslo pod rozumnou mez. Je tam
proto pomocny drat, ktery vede samostatne az od konektoru do zakladni desky a snima vystupni napeti. Dale je pres rezistor pripojen na vstup proudoveho stabilizatoru ZIC1, ktery spina Q13. Pokud napr. stoupne na vystupu napeti diky male zatezi,
zacne se vice otevirat tranzistor Q13 a pomoci zapornych impulsu privadenych pres D32 snizi vystupni napeti na rozumnou mez.
Jeste se podivejme na obvod, ktery se sklada z Q5, Q6 a spousty diskretnich soucastek. Tento obvod hlida vsechna vystupni napeti a pri prekroceni urcite hranice zdroj vypne. Pokud napr. omylem zkratuji -5V s +5V, privede se kladne napeti pres
D10, R28, D9 na bazi tranzistoru Q6. Ten svym sepnutim zpusobi otevreni tranzistoru Q5 a privedenim kladneho napeti +5V z vyvodu 14 IC1 pres diodu D11 na vyvod 4 IC1 a tim zablokovani chodu celeho zdroje. Mimo jine se napeti privadi opet
na bazi Q6, takze zdroj zustane zablokovan i po odstraneni zkratu. Pomuze az vypnuti zdroje. Tranzistor Q7 zrejme slouzi k zablokovani zdroje pri zkratu na vystupu a naslednem pozadavku na prilis dlouhy impuls. Zdroj se opet zablokuje az do
jeho vypnuti ze site.
Zapojeni napajeciho konektoru ATX zdroje:
ATX Power Connector
PIN SIGNAL PIN SIGNAL
1 3.3V 11 3.3V
2 3.3V 12 -12V
3 GND 13 GND
4 5V 14 PS_ON
5 GND 15 GND
6 5V 16 GND
7 GND 17 GND
8 PW_OK 18 -5V
9 5V_SB 19 5V
10 12V 20 5V
200W ATX PC POWER SUPPLY
file:///C|/WINDOWS/Desktop/sajtovi/mikroel/atx/200W ATX PC POWER SUPPLY.htm (2 of 2) [20. 06. 2000 21:51:59]
ШИМ-контроллеры малой мощности TinySwitch от Power
Integrations
Что такое TinySwitch? Почему в последнее время об этих микрочипах идет столько разговоров? Послушаем
мнение на этот счет знающих людей. Говард Эрхард, президент и исполнительный директор Power
Integrations: «Мы предлагаем решение проблемы энергетических утечек, проблемы, которая до сих пор не
осознана большинством потребителей, хотя обходится им в миллиарды долларов». Хенно Шоттен, директор
по
исследованиям и развитию германской компании АKО-WERKE GmbH: «Экономия энергии, простота
конструкции и низкая стоимость делают TinySwitch незаменимыми для устройств управления бытовой
техникой».
Итак, TinySwitch — Крошка Ключ. Просьба не путать с реактивным снарядом Tiny Tim. Почему — Крошка
(Tiny)? Потому что на одном кристалле в корпусе DIP размером всего 9,4х6,22х3,18 мм размещены мощный
700 В полевой
которой поговорим ниже.
Почему — Ключ (Switch)? Потому что при преобразовании постоянного напряжения в постоянное (DC-DC)
основной операцией является широтно-импульсная модуляция (ШИМ) входного напряжения, осуществляемая
с помощью ключевых приборов или ключей, в данном случае — с помощью MOSFET.
МОП — транзистор MOSFET и весьма сложная схема управления и защиты (контроллер), о
Рис. 1. Понижающий DC-DC преобразователь
Действие TinySwitch продемонстрируем на примере самого простого понижающего DC-DC преобразователя
(рис. 1). На входную обмотку трансформатора поступает высокое постоянное напряжение. Но трансформатор
преобразует (повышает или понижает) только переменное напряжение. Следовательно, входное напряжение
необходимо сделать переменным, прерывистым, импульсным. Для этого надо начало первичной обмотки
периодически замыкать на «+» входного источника или, что то же самое
на «-». Отметим, что в цепь первичной обмотки последовательно включены резистор и конденсатор, и
поэтому в исходном состоянии конец первичной обмотки от «-» источника изолирован. Подсоединим к
первичной обмотке трансформатора, как показано на схеме, TinySwitch. Вывод D (Drain — Сток) ключевого
транзистора соединяется с концом первичной обмотки, вывод S (Source — Исток) соединяется с «–»
источника.
Ну а дальше все просто. Выходное напряжение выпрямляется и фильтруется. Его величина контролируется
оптопарой и стабилитроном. Если входное постоянное напряжение снизилось (источник частично
разрядился), ключ будет дольше находиться в замкнутом состоянии. Чем больше длительность импульсов,
тем выше выпрямленное (среднее) напряжение. Следовательно
напряжение на выходе не изменится. Сигнал обратной связи с выхода оптрона попадает на вывод EN (Enable
— Разрешение). По этому сигналу MOSFET открывается. К выводу ВР (Bypass — Шунт) в качестве источника
энергии TinySwitch подсоединяется конденсатор емкостью порядка 0,1 мкФ. Рассмотрим теперь
функциональную схему TinySwitch (рис. 2).
Если ключ заработал, на вторичной обмотке трансформатора появится импульсное напряжение.
, при разряженном входном источнике
, замыкать конец первичной обмотки
Рис. 2. Функциональная схема TinySwitch
Контроллер TinySwitch содержит тактовый генератор (Oscillator), разрешающую (Enable) сенсорнологическую цепь, регулятор 5,8 В, цепь контроля снижения напряжения (Under-voltage), схему защиты от
перегрева (Thermal Shutdown), цепь контроля тока и схему бланкирования переднего фронта (Leading Edge
Blanking). Взаимодействуя, перечисленные цепи управляют мощным ключевым транзистором MOSFET по
принципу «Открыт — закрыт». Высокое пробивное напряжение 700 В и максимальные токи обеспечиваются
применением технологии VIP (Vertical Pover), при которой сток
поверхности, а в основании кристалла, вертикально относительно истока.
Тактовый генератор вырабатывает сигналы двух видов — короткие синхроимпульсы CLOCK, совпадающие
по времени с началом каждого рабочего цикла контроллера, и широкие импульсы Dmax, длительность
которых равна 67 % длительности рабочего цикла. Частота следования тех и других — 44 кГц (130 кГц для
TNY 255). Если цикл
TNY 225, у которого частота остается 130 кГц. Это повышение частоты следования импульсов необходимо для
увеличения сигнала в цепи обратной связи.
Сенсорно-логическая цепь состоит из трех схем «И», RS-триггера и схемы «ИЛИ». В цепи используется
положительная логика, то есть логической единице соответствует высокий
Схема И2, выход которой соединен с затвором MOSFET, управляет его состоянием: если на выходе И2
высокий потенциал — MOSFET открыт, если низкий — закрыт. Схема И2 трехвходовая. Чтобы на выходе
сформировалась «1», на все три входа должны одновременно подаваться высокие потенциалы. «1» на
первом входе И2 означает наличие сигнала «Разрешение (Enable), на втором — нормальный
режим, на третьем— отсутствие снижения напряжения. Сенсорами температуры и уровня напряжения
соответственно являются цепь Thermal Shutdown и Under-Voltage (операционный усилитель ОУ1). Нарушение
нормального режима работы приводит к отключению MOSFET.
пропущен (см. эпюры ниже), частота генератора удваивается. Исключением является
полевого транзистора размещается не на
потенциал, нулю — низкий.
температурный
Схема И1, И3 и ИЛИ осуществляют тактирование управляющего RS — триггера, производят опрос вывода
EN на наличие сигнала ENABLE, вырабатывают сигнал запрета при чрезмерном увеличении тока через
MOSFET и бланкируют передний фронт импульса разрешения. Первый вход схемы И1 соединен с выводом EN,
на второй вход поступают синхроимпульсы.
Первый вход И1 соединен с выводом EN, на второй вход поступают синхроимпульсы Clock. При наличии
сигнала ENABLE на выходе И1 устанавливается «1» и переводит RS — триггер в состояние «1» (цикл
разрешен). В противном случае RS — триггер останется в состоянии
MOSFET не откроется (цикл запрещен). Так как выборка производится только в начале каждого цикла, любые
последующие изменения на выводе EN в течение цикла игнорируются. Любой цикл завершается установкой
RS — триггера в «0». Для этого используется инвертированный задний фронт импульса Dmax, поступающий
на RS — триггер с выхода схемы ИЛИ.
Регулятор 5,8 В заряжает
напряжением на выводе D, когда MOSFET закрыт. Когда MOSFET открыт, TinySwitch питается энергией,
занесенной в BYPASS — емкости. Исключительно низкое потребление энергии позволяет TinySwitch
действовать непрерывно.
Цепь Under-volTAGE (операционный усилитель ОУ1) закрывает MOSFET, если напряжение на выводе BY
падает ниже 5,1 В. Если это произошло, напряжение должно возрасти до прежнего значения 5,8 В
чего MOSFET снова откроется.
конденсатор, подсоединенный к выводу BY до 5,8 В. Зарядный ток создается
«0», сигнал ENABLE выработан не будет,
, после
Цель тепловой защиты настроена на критическую температуру +135°С и предельно допустимую
температуру +70°С. Когда температура поднимается выше пороговой (135°С), MOSFET запирается и остается
в закрытом состоянии до тех пор, пока температура не упадет до 70°С. С этого момента MOSFET переходит в
разрешенный режим.
Ограничитель тока (операционный усилитель ОУ2) контролирует ток ключевого транзистора
Когда этот ток превысит пороговое значение ILIMIT, MOSFET закрывается до конца данного цикла.
Схема блокирования переднего фронта в момент открывания MOSFET на короткое время tLEB отключает
компаратор ограничителя тока. Величина tLEB выбирается такой, чтобы выбросы тока не проводили к
преждевременному закрытию MOSFET.
Максимальное время, в течение которого MOSFET может быть открыт, определяется длительностью
импульсов Dmax. Так как
выходная мощность пропорциональна индуктивности первичной обмотки трансформатора и практически не
зависит от входного напряжения. Чтобы обеспечить требуемую мощность при наиболее низком входном
напряжении, ток через индуктивность должен линейно увеличиваться в течение всего интервала Dmax.
пороговое значение тока и частота осцилляций в TinySwitch постоянны, то
MOSFET.
Рис. 3. Эпюры напряжений и тока
Внутренний таймер TinySwitch работает постоянно. В начале каждого цикла проводится опрос вывода En.
Если напряжение на выводе En высокое (I < 40 мкA), коммутация происходит. Если напряжение на En низкое
(I > 50 мкA), переключение не производится, а на вывод En снова поступает запрос. При полной загрузке
преобразователя контроллер TinySwitch выполняет большинство циклов (рис. 3). При малой нагрузке или
холостом ходе почти все
компенсировать затраты энергии питания.
циклы будут пропущены (рис.4). Только несколько циклов будет проведено, чтобы
Рис. 4. Эпюры напряжений при полной нагрузке и тока при малой нагрузке
Вывод EN выполняет важную функцию при стабилизации выходного напряжения. Во многих типовых
приложениях сигнал на вывод EN поступает от оптрона (см. рис. 1). Коллектор транзистора оптрона соединен
с выводом EN , а его эмиттер — с выводом S. Светоизлучающий диод и последовательно соединенный с ним
стабилитрон включены в состав DC-преобразователя для осуществления регулирования. Когда выходное
напряжение превысит
стабилитрона), светодиод загорится, транзистор начинает проводить, напряжение на выводе EN упадет,
MOSFET закроется. Если же выходное напряжение будет меньше эталонного, возникнет сигнал ENABLE в виде
высокого потенциала, который откроет MOSFET.
Таковы в общих чертах принцип действия и особенности построения TinySwitch. Основные технические
параметры этого семейства приведены
эталонный уровень (падение напряжения на светодиоде плюс зенеровское напряжение
в табл. 1. Конфигурация выводов показана на рис. 5.
Рис. 5. Конфигурация выводов
Таблица 1
Прибор
TNY253
P/G
TNY254
P/G
TNY255
P/G
Выходная мощность,
Вт ~115/230 ~85...c
удвоен. 265 В
5 2,5 По току 5,8 40...48 -40...+135
8 5 По току 5,8 40...48 -40...+135
10 7,5 По току 5,8 115...144 -40...+135
Управление
Опорное
напряжение, В
Рабочая
частота,
кГц
Температурный
диапазон,°С
Корпус
DIP-8
SO-8
DIP-8
SO-8
DIP-8
SO-8
Особенно хорошо TinySwitch подходит для приложений, где требуются стабильные напряжение и ток. В
качестве примера приведем принципиальную схему зарядного устройства сотового телефона (U=5,2 В, Р=3,6
Вт), показанную на рис. 6. В устройстве использована микросхема TNY254. На вход через плавкий
предохранитель RF1 подается переменное сетевое напряжение 85...265 В. После выпрямления (D1-D4) и
фильтрации (С1,С2) высокое постоянное напряжение
на вывод D TNY254P. Индуктивность L1 совместно с С1 и С2 образуют П-образный фильтр электромагнитных
помех. Резистор R1 выполняет роль демпфера. Разделительный конденсатор С8 устраняет гальваническую
связь «Вход-Выход». П-образный фильтр, С8 и низкая тактовая частота TNY254 (44 кГц) обеспечивают
выполнение требований по ЭМС. Диод D6, емкость С4 и резистор
уменьшает до безопасной величины выбросы напряжения, возникающие на выводе D при закрывании
MOSFET.
через первичную обмотку трансформатора Т1 поступает
R2 образуют ограничитель, который
Рис. 6. Принципиальная схема зарядного устройства сотового телефона
Напряжение со вторичной обмотки Т1 выпрямляется диодом D5, фильтруется емкостью С5 и
дополнительным фильтром L2, C6. Выходное напряжение стабилизируется на уровне 5,2 В. В качестве
эталона используется падение напряжения на светодиоде оптопары U2(~ 1 В) плюс зенеровское напряжение
стабилитрона VR1.
Резистор R8 ограничивает ток через VR1. Контроль тока в выходной цепи обеспечивает транзистор Q1. В
случае короткого замыкания падение напряжения
светодиод в активное состояние. Резисторы R7 и R9 ограничивают начальный бросок тока, возникающий при
коротком замыкании.
На этом первое знакомство с TinySwitch будем считать состоявшимся. В качестве итога перечислим
основные достоинства этих микросхем. К их числу относятся надежность, низкая себестоимость, минимальное
количество компонентов, простое управление «открыт
При входном переменном напряжении 115...230 В потребляемая мощность в режиме Standby составляет
30...60 мВт. TinySwitch идеально подходит для зарядных устройств сотовых телефонов, силового Standby-
оборудования персональных компьютеров, телевизоров, видеомагнитофонов, измерительных приборов,
медицинского оборудования и многого другого.
на резисторах R4 и R6 (~ 1,5 В) переводит транзистор Q1 и
–закрыт», чрезвычайно высокий КПД.
LM431
Adjustable Precision Zener Shunt Regulator
LM431 Adjustable Precision Zener Shunt Regulator
August 1999
General Description
The LM431 is a 3-terminal adjustable shunt regulator with
guaranteed temperature stability over the entire temperature
range of operation. It is now available in a chip sized package (4-Bump micro SMD) using National’s micro SMD package technology. The output voltage may be set at any level
greater than 2.5V (V
external resistors that act as a voltage divided network. Due
to the sharp turn-on characteristics this device is an excellent replacement for many zener diode applications.
) up to 36V merely by selecting two
REF
Connection Diagrams
TO-92: Plastic Package
DS010055-1
Top View
SO-8: 8-Pin Surface Mount
Features
n Average temperature coefficient 50 ppm/˚C
n Temperature compensated for operation over the full
temperature range
n Programmable output voltage
n Fast turn-on response
n Low output noise
n LM431 in micro SMD package
SOT-23: 3-Lead Small Outline
DS010055-28
Top View
4-Bump micro SMD
DS010055-54
DS010055-2
Top view
© 1999 National Semiconductor Corporation DS010055 www.national.com
Top View
(bump side down)
Symbol and Functional Diagrams
DS010055-99
DC Test Circuits
DS010055-55
DS010055-4
FIGURE 1. Test Circuit for V
=
=
V
Z
REF
Note: V
Z
(1 + R1/R2) + I
V
REF
FIGURE 2. Test Circuit for V
DS010055-6
FIGURE 3. Test Circuit for Off-State Current
REF
•
R1
DS010055-5
>
V
Z
REF
www.national.com3
Absolute Maximum Ratings (Note 2)
If Military/Aerospace specified devices are required,
please contact the National Semiconductor Sales Office/
Distributors for availability and specifications.
Storage Temperature Range −65˚C to +150˚C
Operating Temperature Range
Reference Voltage −0.5V
Reference Input Current 10 mA
Internal Power Dissipation (Notes 3, 4)
TO-92 Package
SO-8 Package
SOT-23 Package
0.78W
0.81W
0.28W
micro SMD Package 0.30W
Industrial (LM431xI) −40˚C to +85˚C
Commercial (LM431xC) 0˚C to +70˚C
Soldering Information
Infrared or Convection (20 sec.) 235˚C
Wave Soldering (10 sec.) 260˚C (lead temp.)
Cathode Voltage 37V
Operating Conditions
Cathode Voltage V
REF
Cathode Current 1.0 mA 100 mA
Min Max
37V
Continuous Cathode Current −10 mA to +150 mA
LM431
Electrical Characteristics
=
T
25˚C unless otherwise specified
A
Symbol Parameter Conditions Min Typ Max Units
V
REF
Reference Voltage V
=
Z
LM431A
=
V
Z
LM431B
=
V
Z
LM431C
V
I
REF
∝
I
Z(MIN)
I
Z(OFF)
r
Z
DEV
I
REF
Deviation of Reference Input Voltage Over V
Temperature (Note 5) T
Ratio of the Change in Reference Voltage I
to the Change in Cathode Voltage
Reference Input Current R
Deviation of Reference Input Current over R
Temperature I
Minimum Cathode Current for Regulation V
Off-State Current V
Dynamic Output Impedance (Note 6) V
=
Z
=
A
=
Z
(Figure 2 )
=
1
=
I
10 mA
I
=
1
=
10 mA, 0.4 1.2 µA
I
=
T
A
=
Z
=
Z
=
Z
Frequency=0Hz
=
V
Z
Frequency=0Hz
Note 2: Absolute Maximum Ratings indicate limits beyond which damage to the device may occur. Electrical specifications do not apply when operating the device
beyond its rated operating conditions.
Note 3: T
Note 4: Ratings apply to ambient temperature at 25˚C. Above this temperature, derate the TO-92 at 6.2 mW/˚C, the SO-8 at 6.5 mW/˚C, the SOT-23 at 2.2 mW/˚C
and the micro SMD at 3mW/˚C.
Note 5: Deviation of reference input voltage, V
J Max
=
150˚C.
, is defined as the maximum variation of the reference input voltage over the full temperature range.
DEV
=
V
10 mA 2.440 2.495 2.550 V
REF,II
(Figure 1 )
=
V
10 mA 2.470 2.495 2.520 V
REF,II
(Figure 1 )
=
V
10 mA 2.485 2.500 2.510 V
REF,II
(Figure 1 )
=
V
Full Range
10 mA V
10 mA, 8.0 17 mV
REF,II
(Figure 1 )
from V
Z
to 10V −1.4 −2.7
REF
VZfrom 10V to 36V −1.0 −2.0
=
∞
10 kΩ,R
, 2.0 4.0 µA
2
(Figure 2 )
=
∞
2
(Figure 2 )
(Figure 1 )
=
0V
REF
,
(Figure 3 )
0.4 1.0 mA
0.3 1.0 µA
10 kΩ,R
Full Range
V
REF
36V, V
, LM431A, 0.75 Ω
V
REF
(Figure 1 )
, LM431B, LM431C 0.50 Ω
V
REF
(Figure 1 )
mV/V
www.national.com 4
LM431
Electrical Characteristics
(Continued)
The average temperature coefficient of the reference input voltage,∝V
Where:
=
T
full temperature change (0-70˚C).
2−T1
∝
can be positive or negative depending on whether the slope is positive or negative.
V
REF
Example: V
Note 6: The dynamic output impedance, rZ, is defined as:
When the device is programmed with two external resistors, R1 and R2, (see
DEV
=
8.0 mV, V
REF
=
2495 mV, T
=
70˚C, slope is positive.
2−T1
REF
Equivalent Circuit
, is defined as:
Figure 2
DS010055-7
), the dynamic output impedance of the overall circuit, rZ, is defined as:
DS010055-3
www.national.com5
Order this document by LM393/D
The LM393 series are dual independent precision voltage comparators
capable of single or split supply operation. These devices are designed to
permit a common mode range–to–ground level with single supply operation.
Input offset voltage specifications as low as 2.0 mV make this device an
excellent selection for many applications in consumer automotive, and
industrial electronics.
• Wide Single–Supply Range: 2.0 Vdc to 36 Vdc
• Split–Supply Range: ±1.0 Vdc to ±18 Vdc
• Very Low Current Drain Independent of Supply Voltage: 0.4 mA
• Low Input Bias Current: 25 nA
• Low Input Offset Current: 5.0 nA
• Low Input Offset Voltage: 2.0 mV (max) LM393A
5.0 mV (max) LM293/393
• Input Common Mode Range to Ground Level
• Differential Input Voltage Range Equal to Power Supply Voltage
• Output Voltage Compatible with DTL, ECL, TTL, MOS, and CMOS Logic
Levels
• ESD Clamps on the Inputs Increase the Ruggedness of the Device
without Affecting Performance
SINGLE SUPPLY, LOW POWER
DUAL COMPARATORS
SEMICONDUCTOR
TECHNICAL DATA
8
1
N SUFFIX
PLASTIC PACKAGE
CASE 626
8
1
D SUFFIX
PLASTIC PACKAGE
CASE 751
(SO–8)
Representative Schematic Diagram
(Diagram shown is for 1 comparator)
F1
R1
4.6 k
V
CC
R4
Q3
2.0 k
Q1
+ Input – Input Output
R2
2.1 k
Q4
Q5
Q8
Q2
Q9
MOTOROLA ANALOG IC DEVICE DATA
Q6
Q10
Q11
Q12
Q15
Q14
Q16
PIN CONNECTIONS
–
+
8
V
CC
7
Output B
6
5
Inputs B
Output A
Inputs A
Gnd
1
2
–
+
3
4
(Top View)
ORDERING INFORMATION
Operating
Device
LM293D
LM393D
LM393AN,N
LM2903D
LM2903N
LM2903VD
LM2903VN
Motorola, Inc. 1998 Rev 2
Temperature Range
TA = –25° to +85°C
TA = 0° to +70°C
TA = –40° to +105°C
TA = –40° to +125°C
Package
SO–8
SO–8
Plastic DIP
SO–8
Plastic DIP
SO–8
Plastic DIP
1
LM393, LM393A, LM293, LM2903, LM2903V
MAXIMUM RATINGS
Rating Symbol Value Unit
Power Supply Voltage V
Input Differential Voltage Range V
Input Common Mode Voltage Range V
Output Short Circuit–to–Ground I
Output Sink Current (Note 1) I
Power Dissipation @ TA = 25°C P
Derate above 25°C 1/R
Operating Ambient Temperature Range T
CC
IDR
ICR
SC
Sink
D
θJA
A
LM293 –25 to +85
LM393, 393A 0 to +70
LM2903 –40 to +105
LM2903V –40 to +125
Maximum Operating Junction Temperature T
J(max)
LM393, 393A, 2903, LM2903V 125
LM293 150
Storage Temperature Range T
stg
+36 or ±18 Vdc
–0.3 to +36 Vdc
Continuous mA
–65 to +150 °C
36 Vdc
20
570 mW
5.7 mW/°C
°C
°C
ELECTRICAL CHARACTERISTICS (V
= 5.0 Vdc, T
CC
low
≤ TA ≤ T
,* unless otherwise noted.)
high
LM393A
Characteristic Symbol
Input Offset Voltage (Note 2) V
IO
Min Typ Max
TA = 25°C – ±1.0 ±2.0
T
≤ TA ≤ T
low
high
Input Offset Current I
IO
– – 4.0
TA = 25°C – ±50 ±50
T
≤ TA ≤ T
low
high
Input Bias Current (Note 3) I
IB
– – ±150
TA = 25°C – 25 250
T
≤ TA ≤ T
low
high
Input Common Mode Voltage Range (Note 4) V
ICR
– – 400
TA = 25°C 0 – VCC –1.5
T
≤ TA ≤ T
low
high
Voltage Gain RL ≥ 15 kΩ, VCC = 15 Vdc, TA = 25°C A
VOL
0 – VCC –2.0
50 200 – V/mV
Large Signal Response Time – – 300 – ns
Vin = TTL Logic Swing, V
= 1.4 Vdc
ref
VRL = 5.0 Vdc, RL = 5.1 kΩ, TA = 25°C
Response Time (Note 5) VRL = 5.0 Vdc, RL = 5.1 kΩ, TA = 25°C t
Input Differential Voltage (Note 6)
All Vin ≥ Gnd or V– Supply (if used)
Output Sink Current
Vin ≥ 1.0 Vdc, V
= 0 Vdc, VO ≤ 1.5 Vdc, TA = 25°C
in+
Output Saturation Voltage V
Vin ≥ 1.0 Vdc, V
T
≤ TA ≤ T
low
*T
= 0°C, T
low
NOTES: 1. The maximum output current may be as high as 20 mA, independent of the magnitude of VCC, output short circuits to VCC can cause excessive
high
heating and eventual destruction.
2.At output switch point, VO]
3.Due to the PNP transistor inputs, bias current will flow out of the inputs. This current is essentially constant, independent of the output state, there
fore, no loading changes will exist on the input lines.
4.Input common mode of either input should not be permitted to go more than 0.3 V negative of ground or minus supply. The upper limit of common
mode range is VCC –1.5 V.
5.Response time is specified with a 100 mV step and 5.0 mV of overdrive. With larger magnitudes of overdrive faster response times are obtainable.
6.The comparator will exhibit proper output state if one of the inputs becomes greater than VCC, the other input must remain within the common mode
range. The low input state must not be less than –0.3 V of ground or minus supply.
= 0 Vdc, I
in+
Sink
high
= +70°C for LM393/393A
1.4 Vdc, RS = 0 Ω with VCC from 5.0 Vdc to 30 Vdc, and over the full input common mode range (0 V to VCC = –1.5 V).
≤ 4.0 mA, TA = 25°C – 150 400
TLH
V
I
Sink
ID
OL
– 1.3 – µs
– – V
CC
6.0 16 – mA
– – 700
Unit
mV
nA
nA
V
V
mV
2
MOTOROLA ANALOG IC DEVICE DATA
LM393, LM393A, LM293, LM2903, LM2903V
ELECTRICAL CHARACTERISTICS (V
= 5.0 Vdc, T
CC
low
≤ TA ≤ T
,* unless otherwise noted.)
high
LM393A
Characteristic Symbol
Output Leakage Current I
V
in–
V
in–
= 0 V, V
= 0 V, V
≥ 1.0 Vdc, VO = 5.0 Vdc, TA= 25°C – 0.1 –
in+
≥ 1.0 Vdc, VO = 30 Vdc, T
in+
≤ TA ≤ T
low
high
Supply Current I
OL
CC
Min Typ Max
– – 1.0
RL = ∞ Both Comparators, TA = 25°C – 0.4 1.0
RL = ∞ Both Comparators, VCC = 30 V – 1.0 2.5
ELECTRICAL CHARACTERISTICS (V
= 5.0 Vdc, T
CC
low
≤ TA ≤ T
, unless otherwise noted.)
high
LM392, LM393 LM2903, LM2903V
Characteristic Symbol
Input Offset Voltage (Note 2) V
Min Typ Max Min Typ Max
IO
TA = 25°C – ±1.0 ±5.0 – ±2.0 ±7.0
T
≤ TA ≤ T
low
high
Input Offset Current I
IO
– – 9.0 – 9.0 15
TA = 25°C – ±5.0 ±50 – ±5.0 ±50
T
≤ TA ≤ T
low
high
Input Bias Current (Note 3) I
IB
– – ±150 – ±50 ±200
TA = 25°C – 25 250 – 25 250
T
≤ TA ≤ T
low
high
Input Common Mode Voltage Range (Note 3) V
ICR
– – 400 – 200 500
TA = 25°C 0 – VCC –1.5 0 – VCC –1.5
T
≤ TA ≤ T
low
high
Voltage Gain A
VOL
0 – VCC –2.0 0 – VCC –2.0
50 200 – 25 200 – V/mV
RL ≥ 15 kΩ, VCC = 15 Vdc, TA = 25°C
Large Signal Response Time – – 300 – – 300 – ns
Vin = TTL Logic Swing, V
= 1.4 Vdc
ref
VRL = 5.0 Vdc, RL = 5.1 kΩ, TA = 25°C
Response Time (Note 5) t
TLH
– 1.3 – – 1.5 – µs
VRL = 5.0 Vdc, RL = 5.1 kΩ, TA = 25°C
Input Differential V oltage (Note 6) V
ID
– – V
CC
– – V
CC
All Vin ≥ Gnd or V– Supply (if used)
Output Sink Current I
Vin ≥ 1.0 Vdc, V
= 0 Vdc, VO ≤ 1.5 Vdc TA = 25°C
in+
Output Saturation Voltage V
Vin ≥ 1.0 Vdc, V
T
≤ TA ≤ T
low
high
in+
= 0, I
≤ 4.0 mA, TA = 25°C – 150 400 – – 400
Sink
Output Leakage Current I
V
in–
V
in–
= 0 V, V
= 0 V, V
T
low
≤ TA ≤ T
≥ 1.0 Vdc, VO = 5.0 Vdc, TA = 25°C – 0.1 – – 0.1 –
in+
≥ 1.0 Vdc, VO = 30 Vdc,
in+
high
Supply Current I
Sink
OL
OL
CC
6.0 16 – 6.0 16 – mA
– – 700 – 200 700
– – 1000 – – 1000
RL = ∞ Both Comparators, TA = 25°C – 0.4 1.0 – 0.4 1.0
RL = ∞ Both Comparators, VCC = 30 V – – 2.5 – – 2.5
*T
= 0°C, T
low
LM293 T
low
LM2903 T
LM2903V T
NOTES: 2. At output switch point, VO]
3.Due to the PNP transistor inputs, bias current will flow out of the inputs. This current is essentially constant, independent of the output state, there
5.Response time is specified with a 100 mV step and 5.0 mV of overdrive. With larger magnitudes of overdrive faster response times are obtainable.
6.The comparator will exhibit proper output state if one of the inputs becomes greater than VCC, the other input must remain within the common mode
= +70°C for LM393/393A
high
= –25°C, T
= –40°C, T
low
= –40°C, T
low
fore, no loading changes will exist on the input lines.
range. The low input state must not be less than –0.3 V of ground or minus supply.
high
high
= +85°C
= +105°C
= +125°C
high
1.4 Vdc, RS = 0 Ω with VCC from 5.0 Vdc to 30 Vdc, and over the full input common mode range (0 V to VCC = –1.5 V).
Unit
µA
mA
Unit
mV
nA
nA
V
V
mV
nA
mA
MOTOROLA ANALOG IC DEVICE DATA
3
Loading...