Fairchild FAN480X service manual
AN-6078SC
FAN480X PFC+PWM集成控制器
FAN4800A / FAN4800C / FAN4801 / FAN4802
www.fairchildsemi.com
1. 簡介
這篇應用指南用於幫助使用者使用FAN480X設計
高效率的電源供應器，FAN480X由採用平均電流控制
模式的PFC (Power Factor Correction)和PWM (PulseWidth Modulation) 兩種控制器組成，其中PFC 採用
Switching Charge 技術的乘法器可以獲得較高的功因
PF (Power Factor)與較低的總諧波失真THD (Total
Harmonic Distortion)，PWM可採用電流模式控制或是
電壓模式控制。PFC調變控制為前緣調變(LeadingEdge Modulation)控制，而PWM調變控制採用後緣調
變控制(Trailing-Edge Modulation)，因為採用不同觸發
的調變控制可以降低PFC輸出電容上的漣波電壓。
FAN4801/2增加可規劃的兩段式PFC輸出功能，可使低
交流輸入電壓且輕載時的系統效率能提升。
FAN480X可取代FAN4800與ML4800，只需在周邊
零件上作些許的調整。FAN480X系列的功能比較表請
見附錄一的表格十二。
FAN480X具有多種保護功能，其中包含PWM與
PFC的軟式啟動(Soft-Start)、PFC過壓/欠壓(OverVoltage Protection / Under-Voltage Protection)保護、
逐週期電流限制(Cycle-by-Cycle Current Limit)，低交
流輸入電壓(Brown-out)等保護，確保電源與後級設備不
受損壞。使用者可以利用本篇所述的方程式選擇所需的
關鍵元件。圖一為FAN480X的應用線路圖，其中輸出
瓦數為300W(10W由待機電源(Standby)所提供)，交流
輸入電壓範圍是90 ~ 264V，PFC電路輸出電壓為387V
提供給後級雙晶體順向式轉換器(Dual Forward
Converter)的輸入電壓。
圖一、FAN480X應用線路圖
© 2008 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com
Rev. 1.0.1 • 11/26/08
AN-6078SC APPLICATION NOTE
2. PFC單元
2.1 FAN480X動作原理
FAN480X的VDD電壓由待機電源中的輔助繞組所提
供，當所提供給V
換，PFC單元開始動作，使C
387V，使輸入電壓與電流趨近同相位，而功率因數接
近1。為了避免V
V
接腳並聯低等效串聯電阻(Low-ESR)的陶瓷電容或
DD
是電解電容落地。設定的PFC輸出電壓必須高於最高交
流輸入電壓的有效值，才能達到PFC的作用，所以C
上的耐壓必須要大於最高交流輸入電壓的1.2倍，可由
(1)式計算。
17
FAN480X因為使用電壓誤差產生電流變化的轉導
放大器(transconductance amplifiers)，可使補償網路
的電壓高於V
DD
上的電壓開始上升到
17
受到高頻雜訊的干擾，一般建議在
DD
×>
max)_(C
rmsin
，則Q1開始切
TH-ON
1.2V2V
(1)
2.2 PFC功率元件的選用
由 於 FAN480X 的 PFC 操作在連續電流模式
(Continuous Current Mode, CCM)，因此可以減少電感
電流的變化量，也可以操作在較大的功率瓦數下，所以
電感值可以藉由設定電感電流的變化量來計算，一般設
定電感電流的變化量為最大輸入峰值電流的20%到30%
之間，而最大輸入峰值電流可以利用(3)式與(4)式計算
出:
2
P
I =
peak_in
17
因此電感最大電流與最大輸入峰值電流的關係表示
如(5)式；其中I
V
in(rms_min)
為最小交流輸入電壓的有效值，PO為最大輸
出功率瓦數，η 為整體效率。
)max(
P
=
in
in(peak_max)
in
V
P
O
η
)min(
rms_in
為最大輸入峰值電流，
(3)
(4)
為開迴路補償。也因為此迴路補償的特性，可以減少輸
出分壓電阻網路上的雜訊因傳統負回授放大與迴路補償
網路所造成的影響，如圖二。
圖二、輸出分壓電阻網路與電壓回授網路
因此可以利用參考電壓2.5V來設定輸出電壓的電阻
分配值。故(R
17A+R17B
出。對於可靠度操作來說，R
)與R11的分配值可以由(2)式計算
17A與R17B
的耐壓應力
(Voltage Stress) 最少必須承受387V 的耐壓；而避免
FBPFC受到雜訊的干擾，建議在FBPFC接腳並上約
470pF的電容落地。
IdIΔI
×=
max
)in(peak_
II
ΔI
+=
maxmax
)in(peak_)L(
2
(5)
其中dI為電感電流的變化量與電感電流的比例(一般設
定為20% ~ 30%)，I
選擇電感值L
外，也受到責任週期D
為電感的最大電流。
L(max)
時，除了考慮電感的電流變化量之
1
和切換頻率fS影響；責任週期
PFC
可藉由輸出電壓與輸入電壓計算出，如(6)式。因此電
感值利用(7)式計算可得。
D
=
PFC
L
=
1
功率二極體D
2−
V
O_PFC
2
VD
×
與切換晶體Q1的耐壓應力選擇上由
1
rms_inPFC
ΔIf
×
S
)min(
rms_inO_PFC
(6)
)min(
(7)
VV
於受到輸出電壓的影響，所以耐壓至少選擇PFC輸出電
壓的1.2倍以上來符合安規。切換晶體Q
之最大有效值
1
耐流應力(Current Stress)可以由(8)式所獲得。切換晶
體Q
極體D
的最大耐流應力可以由(9)式所獲得。功率二
1與D1
的平均電流可由(10)式所計算出。
1
+
RR
R
11
© 2008 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com
Rev. 1.0.1 • 11/26/08 2
V
C
1717
BA
17
1
−=
52
.
(2)
AN-6078SC APPLICATION NOTE
24
V
−=
3
πV
O_PFC
24
12
2
V
−
3
πV
rms_in
O_PFC
)min(
(8)
)min(
rms_in
BD
1
L
1
D1D
2
2
II
rms_inrmsQ
=
×
Vη
rms_in
1
)min(1
2
P
O
)min(
III
peak_inpeakDpeakQ
II ==
)max(1
OavgD
P
Vη
為了防止輸入端交流電壓的突然消失，一般在輸出
電容選擇上需要加入維持時間(hold-up time)的考量，
因此可由(11)式計算出輸出電容的容值。
2
×
tP
C
17
其中P
為PFC所需要提供給PWM的輸出功率，t
O
維持時間，η
≥
為PWM單元之效率，V
PWM
HLDO
2
VVη
−
CO_PFCPWM
PWM部分仍然維持最大輸出功率時，PFC端輸出電容
仍然能提供能量的最小輸出電壓。
由於FAN480X使用前緣/後緣觸發調變的優點，所
以當PFC的功率晶體Q
截止且PWM的功率晶體導通
1
時，PFC電感電流大部分會直接透過PWM端的變壓器
提供能量給負載，輸出能量不完全由PFC輸出電容所提
供，一部分由PFC電感所負擔。這樣的優點可以使PFC
輸出電容的電壓漣波降低。
2.3 選擇乘法器(Gain Modulator)周邊零件
ΔI
+==
)max(11
2
O
O_PFCPWM
2
)(
)min(
17
C17(min)
(9)
(10)
(11)
HLD
為在
為
R
2A
R
2B
R
3
C
C
4
3
VRMS
R
4
R
1A
R
1B
IAC
C
C1
2
3
圖三、乘法器周邊零件圖
πV
R ×
4
=
R
TOT
C
3
C
建議值為15Hz，f2 建議值為23Hz，R
其中f
1
+ R
+ R3 + R4。
2B
22
V
=
1
+
=
4
2.3.2 步驟二：選擇R
LV_RMS
×
)min(
R
TOT
×
4
BA
2
1A+R1B
BA
RR
Rπf
×
R
SENSE
R
C1
ISENSE
4
R
mul
Gain
Modulator
051
=
TOT
+×+
42
π.
22
V
rms_boutinrms_boutin
)()(2
RRRRπf
+×+×
43221
)()(
RRRR
4322
(12)
)()(
(13)
(14)
為 R2A
TOT
值設定乘法器所需的最大
輸出電流，可用(15)式計算出；建議值為6MΩ ~
乘法器主要的目的在於產生一個控制訊號，藉由這
8MΩ 。
個訊號來調變PFC的責任週期，使輸入電流追隨輸入電
壓，並且使輸出電壓維持在387V。乘法器周邊零件接
線圖如圖三。
為了設計最大輸出功率的PFC部分，在乘法器的周
邊零件選擇上有以下步驟：
2.3.1 步驟一：VRMS接腳所設定的被動二階濾波器是
為了得到較好的總諧波失真、提高抗干擾能力與隨交流
輸入電壓變化的響應速度，因此在設定VRMS腳的電阻
分壓比例可參考(12)式，其中V
in(rms_bout)
電壓保護(Brownout Voltage) 的電壓，V
為最低交流輸入
RMS(LV_min)
為
VRMS接腳在最低交流輸入電壓保護的電壓，其值為
1.05；而電容值C
可以由(13)式與(14)式計算出。
3與C4
≥+
11
BA
= (IMO*R
2
V
Gain_
)，R
mul
mul
其中V
RR
Gain_max
其值為5.5kΩ ；乘法器最大增益(Gain
表格十四得8.996，乘法器最大輸出電壓(V
附錄一的表格十四得0.88V。
2.3.3 步驟三：選擇偵測電流電阻(R
器輸出電流與輸出電阻的乘積會與輸入最大電流與偵測
電流電阻的乘積相等。所以輸入最大電流(I
以由(3)式獲得，I
在最低交流輸入電壓的電流可由(16)
AC
式計算出，因此可藉由所計算的I
GainRV
××
mulrms_boutin
max
max)(
(15)
為乘法器的輸出電阻，
)可查附錄一的
max
)可查
Gain_max
)，由於乘法
SENSE
in(peak_max)
查附錄一的表格十
AC
)可
四可得乘法器在最低交流輸入電壓的增益值(Gain)，但
© 2008 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com
Rev. 1.0.1 • 11/26/08 3
AN-6078SC APPLICATION NOTE
是注意到此時所查到的增益值所需的IAC、V
FBPFC的條件，所獲得的增益值為V
最大的時候，但
EA
RMS
、
為使乘法器的線性區能夠有效的利用，一般在設計上
V
並不會設定到最大的操作範圍，建議在滿載時VEA設
EA
計在4.5V左右，故可利用(17)式計算所需的偵測電流電
阻。
V
R
SENSE
I
AC
rms_boutin
2+=
≤
)(
RR
BA
11
RIGainV
×××
mulACEA
IV
×
)max(max peak_inEA_
(16)
(17)
設計偵測電流電阻除了設定乘法器的線性區之
外，還加入過電流保護，內部限制-1.15V的過電流比
較器，可以限定臨界電流I
，因此可由(18)式計算
Rs_max
流過偵測電流電阻上的臨界電流，可藉由臨界電流確
認電感是否飽和。在偵測電流電阻到ISENSE接腳間，
需加上R
C1與CC1
通與截止所造成的突波，R
所組成的濾波器，抑制功率晶體Q1導
建議值少於100Ω ，濾波
C1
器的頻率建議設計在切換頻率的1/2 ~ 1/6。圖三中的
D
為了保護湧浪電流(Inrush)所造成電流突波，使
1與D2
IC內部動作異常，建議使用快速回復二極體(Fast
Recovery Diode) 或是超快速回復二極體(Ultra Fast
Recovery Diode)。
151
−
R
SENSE
V.
(18)
=
I
R
S_
max
2.4 電流回授補償 (Current-Loop Compensation)
FAN480X在PFC部份有兩個迴路補償，一個為電
流迴路補償；另一個為電壓迴路補償。電流迴路補償的
目的是使電流波形能追隨輸入電流120Hz的波形；而電
壓迴路補償的目的是為了PFC輸出電壓的穩定。
圖四為PFC電流控制迴路的補償示意圖，其方式為
當I
電流命令改變時，則責任週期D也會隨之改變，使
mo
責任週期的改變現象即時反應在I
的目的是使電流波形能追隨輸入電流120Hz的波形，這
意味著電流回授補償的頻寬必須夠寬，使響應速度夠
上。電流回授補償
sense
圖四、電流迴授補償示意圖
對升壓型轉換器而言，電流控制命令對輸入電流的
轉移函數在零點存在著一個極點，此一極點主要由升壓
電感阻抗ω L
與偵測電阻R
boost
所造成的。因此電流
SENSE
控制命令對輸入電流的轉移函數方程式如(19)式。
RV
V
SENSE
V
=
IEA
×
SENSEO_PFC
LπfV
××
2
boostSRAMP
(19)
因此電流控制模式下的系統頻率響應增益
(G
PWM_BOOST
圖五為電流控制迴路之波德圖，其中G
)如(20)式，其中V
G
PWM_BOOST
為2.55V
RAMP
RV
×
=
SENSEO_PFC
LπfV
××
2
boostSRAMP
(20)
PWM_Boost
為
升壓轉換器電流迴路的系統頻率響應曲線，
G
PWM_Boost_fc
線，G
為電流誤差放大器的補償器頻率響應曲
為升壓轉換器電流迴路增益的頻率響應曲
Close
線。
從升壓轉換器電流迴路的系統頻率響應曲線中可以
找出在交越頻率點(Current-Loop crossover frequency,
f
)的增益，為了將此增益點補償為零，因此在電流誤差
C
放大器的交越頻率點所補償的增益必須與系統頻率響應
在交越頻率點的增益相互抵銷，使升壓轉換器電流迴路
增益在交越頻率點的增益為零(0dB)，如(21)式，故可
利用(22)式計算出R
值，其中Gmi為電流誤差放大器的
l1
轉導值。
快，但因為要減少電流波形上的Switching ripple，又使
頻寬必須小於切換頻率，因此建議頻寬設計在切換頻率
f
的1/6 ~ 1/10之間。
S
© 2008 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com
Rev. 1.0.1 • 11/26/08 4
G
fc_LGPWM_Boost_
⎡
−=
log20
⎢
2
⎣
×
VR
O_PFCSENSE
××
⎤
⎥
VLπf
RAMPboostC
(21)
⎦
AN-6078SC APPLICATION NOTE
G
10
R
=
1
I
Gain(dB)
Gm
_LGCfPWM_boost_
20
i
圖五、電流回授系統之波德圖
為了衰減系統頻率響應的高頻雜訊與增加頻寬，因
此在電流迴路補償上必須增加一個零點頻率f
率f
，一般建議交越頻率fC設計在切換頻率fS的1/6 ~
P
1/10之間，零點頻率f
附近，交越頻率f
建議設計在交越頻率fC的1/10倍
Z
提供升壓轉換器迴路增益的頻寬，使
C
用者可以視系統適當的調整零點頻率f
使系統穩定；f
極點頻率建議設計在交越頻率fC的10倍
P
附近，故可利用(23)與(24)式計算出所需的C
Z與fP
Z
極點頻率，
I1與CI2
(22)
圖六、電壓迴授補償示意圖
與極點頻
。
C
I
2
1
=
2
Rπf
×
f
C
GMZ
f
=
Z
10
(23)
對升壓型轉換器而言，電壓控制模式下系統頻率響
應的增益(G
C
1
I
1
=
Rπf
2
×
GMP
ff
10
=
CP
(24)
的可用範圍，其值為V
I
IN_Average
2.5電壓迴路補償 (Voltage-Loop Compensation)
電壓迴授補償的方式類似電流迴授補償的方式，電
壓迴授補償目的在使PFC輸出電壓穩定，因此必須降低
輸出電壓上的120Hz ripple，這意味著電壓迴路補償的
頻寬必須要夠小，但頻寬的減少會使輸出動態響應的速
度降低，一般建議頻寬控制在輸入交流頻率的一半以下
(建議10Hz ~ 30Hz)，以減少輸出電容上因為輸入交流
頻率的二次諧波成分所產成的漣波電壓，故在電壓迴路
補償中加入一個極點f
，以降低輸入電流的失真；圖
VP
六為PFC電壓控制迴路的補償示意圖，圖七為電壓控制
迴路所繪出的波德圖，其中G
迴路的系統頻率響應曲線，G
器的補償器頻率響應曲線，G
VL_Boost
VL_Close
為升壓轉換器電壓
EA_Boost_fc
為電壓誤差放大
為升壓轉換器電壓
迴路增益的頻率響應曲線。
找出在交越頻率點(Voltage-Loop crossover frequency,
f
兩倍輸入交流頻率的1/6 ~ 1/10倍附近(f
2f
電壓誤差放大器的交越頻率點所補償的增益必須與系統
頻率響應在交越頻率點的增益相互抵銷，使升壓轉換器
電壓迴路增益的交越頻率點增益為零（0dB），如(28)
式，其中G
益， G
© 2008 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com
Rev. 1.0.1 • 11/26/08 5
G
從升壓轉換器電壓迴路的系統頻率響應曲線中可以
)的增益G
VC
/10)，為了將交越頻率fVC的增益補償為零，因此在
line
VD
圖七、電壓回授系統之波德圖
VL_BOOST
)如(25)式，其中Δ VEA為VEA電壓
EAH
－V
(5.8V － 0.7V) ，
EAL
如(26)式。
×
2
EA
P
O
Vη
O_PFC
1
Cπf
×
BulkS
(25)
(26)
= 2f
VC
line
VL_Boost
I
VL_Boost_fvc
VL_Boost_fc
I
IN_Average
=
IN_Average
ΔV
=
×
，如(27)式，其中交越頻率設定為
為系統頻率響應在交越頻率點的增
為輸出分壓電組的電壓增益，如(29)式，故可
/6 ~
AN-6078SC APPLICATION NOTE
[
]
利用(30)式計算出Rl1值，其中GmV為電壓誤差放大器的
增益。
I
IN_Average
G
=
_
fVL_Boost
C
V
_LGEA_Boost_f VDVL_Boost_f
G+=
VD
R
V
1
×
ΔV
R
G
10
=
Gm
1
2
×
Cπf
V
BulkC
EA
f
=
C
V
GGG
×−=
VVC
C
F
RR
212FF
_LGEA_Boost_f
vc
20
V
(27)
2
f
line
6
)(log20
(28)
(29)
(30)
為了衰減輸出電容上交流頻率的二次諧波成分所
造成的漣波電壓與增加頻寬，因此在補償迴路上必須增
加一個零點頻率f
與極點頻率fVP，而一般零點頻率f
VZ
VZ
建議設計在交越頻率fC的1/10倍附近，故可利用(31)式
計算出所需的C
極點頻率的設計與輸出電容上二次諧波的漣波電
f
P
壓有關，故可利用(32) ~ (37)式計算出所需的C
。
V2
C
2
V
1
=
2
Rπf
×
f
V
C
1
VVZ
f
=
VZ
10
(31)
V1
，其
中，(32)式為輸出電容在輸入交流頻率的阻抗，(33)式
為輸出電容上二次諧波的漣波電壓，(34)式為輸出電容
的漣波電壓對電壓誤差放大器所造成的增益，式中
α
為
C
1
V
G
VD_EA
G =
EA_SH
Z =
EA_SH
=
ΔV
=
V
22
EA
Bulk_SH
G
VD_EA
G
VD
G
EA_SH
Gm
1
×××
α
×
(34)
(35)
V
Zfπ
EA_SHline
(36)
(37)
2.6 兩段式PFC輸出功能 (Two-Level PFC Output)
為提升低交流輸入電壓且輕載時的系統效率，
FAN4801/2提供可規劃的兩段式PFC輸出功能；利用系
統在低輸入電壓且輕載時，降低PFC的輸出電壓，以減
少系統的切換損失，提升系統效率。
如圖八所示，VEA接腳與VRMS接腳內部會偵測系
統是否在低交流輸入電壓且輕載的狀況，當在此狀況
時，在FBPFC接腳會產生20μA的電流流過R
使FBPFC的參考電壓上升，降低PFC的輸出電壓，所
以兩段式PFC輸出電壓可由(38)式計算出:
RR
+
21
PFC_output
≈
FF
R
2
F
2052 ××
F
舉例來說：假設兩段式PFC輸出電壓為300V，而
典型值為387V，設定R
為28KΩ ，從(38)式可知RF1為
F2
4.3MΩ 。兩段式PFC輸出電壓建議設定在340V ~ 300V
的範圍之間。
電阻，
F2
)RμA-.(
2
(38)
二次諧波成分的百分比，(35)式為輸出分壓電組對電壓
誤差放大器所造成的增益，(36)式為電壓誤差放大器抑
制漣波電壓所需的阻抗，其中Gm
轉導值。C
統的響應速度，若C
的值會影響系統二次諧波之外還會影響系
V1
取太大則會抑制系統二次諧波成
V1
為電壓誤差放大器的
V
分，但隨之而來的是頻率響應的頻寬減少，易使系統頻
率響應速度過慢；反之取太小，則VEA上二次諧波成分
太多，進入乘法器影響電流命令，造成輸入電流波型失
真。
Z
C
Bulk
==
11
22
BulklineBulk
CfπωC
×××
(32)
圖八、兩段式PFC輸出功能
2.7 低交流輸入電壓保護 (Brownout Protection)
FAN480X內建低交流輸入電壓保護，VRMS接腳
會偵測交流輸入電壓的狀態，當VRMS接腳上的電壓低
於1V時，則立即將OPFC的訊號停止，立即保護系統。
ZIV ×=
CIN_AverageBulk_SH
BulK
© 2008 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com
Rev. 1.0.1 • 11/26/08 6
(33)
AN-6078SC APPLICATION NOTE
最低交流輸入電壓保護點的設計，主要利用R
R
的分壓比例與VRMS接腳的遲滯電壓，因此可由(12)
4
式計算出當彽電壓保護點(Brownout)所需的R
壓比例；低電壓切入點(V
出。V
RMS(HV_min)
為VRMS接腳在最低交流輸入電壓保護
in(rms_Brownin)
)可由(39)式計算
TOT
4/RTOT
與
分
的電壓，其值為1.9。舉例來說：當低電壓保護點設計
為75V
電壓切入電壓為83.4V
應用，需要將R
R
1B
時，R4/ R
AC
/ R
4
TOT
TOT
也須等比例上升。
in
boutinrms
的分壓比例為0.016，因此可得低
。對於230VAC歐洲電源系統的
AC
的分壓比例等比例下降，R1A+
V
(HV_min)
RMS
=
)_(
2V×
R
R
TOT
4
(39)
3. PWM 單元
3.1 軟式啟動 (Soft-Start)
FAN480X內建軟式啟動(Soft-Start)的功能，避免
開機時輸出電壓過衝的現象，同時也避免PFC端發生過
電流的現象。軟啟動的動作為當V
VIN OK)，I
會開始對CSS充電，當VSS充電至1.5V時，
SS
OPWM訊號開始輸出，可藉由設定V
遲時間t
來決定CSS電容值，如(40)式，一般延遲時
DELAY
間設定約在10ms，若延遲時間設定太小(C
小)則對於輸出電壓會有負斜率的現象，且在測試電容
> 2.4V時(代表
FBPFC
充電至1.5V的延
SS
SS
電容值太
性負載時會由於過電流保護，造成輸出電壓無法建立。
而延遲時間若設定過大，則輸出電壓的上升時間會過
長，且造成負斜率的上升波形。
I
SS
tC
DELAY
SS
×=
V.
51
(40)
3.2 設定切換頻率
FAN480X之PFC端的切換頻率f
切換頻率f
可藉由外部的CT與RT來設定，可參考
S_PWM
(41)式。注意FAN4802與FAN4800C之PFC端的切換頻
率f
要特別注意。
舉例來說使用R
與PWM端的切換頻率f
S_PFC
ff
S_PWMS_PFC
==
= 7.75kΩ ，CT = 1nF，可得切換頻率
T
S_PWM
1
CCR.
TTT
為55kHz。
與PWM端的
S_PFC
為1：2，在使用時
)(
×+××
kHz
)240510(4
(41)
3.3 電壓控制模式 (Voltage Mode)
電壓控制模式，以FBPWM上的回授電壓VFB與
RAMP的三角波作比較後調變PWM的責任週期D。若將
V
由VREF改成PFC輸出電容上的漣波電壓，則責任週
C
期D會隨輸入端的漣波電壓改變而改變，使負載端的漣
波電壓上交流頻率漣波可以降低。
圖九、PWM 單元線路圖
© 2008 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com
Rev. 1.0.1 • 11/26/08 7
AN-6078SC APPLICATION NOTE
如圖十或附錄一的圖二十八，其中VC可以接
VREF，也可接PFC輸出電容上的漣波電壓V
如(43)，因此可利用(42)式計算出所需要R
C
的值一般設定470pF ~ 1000pF，VA的值一般設定2 ~
C
5V，σ
為FAN480X的最大責任週期0.5。此控制模
(MAX)
Bulk_peak
RAMP
，
，其中
式會因輸入電壓改變時才會造成輸出電壓變動，因此其
動態響應速度較慢。
D
fC
SRAMP
(max)
××
V
C
)ln(
VV
+
AC
CESRZI
++
BulkBulkAverageIN
(42)
(43)
⎤
22
)()(
⎥
⎦
R
RAMP
VV
=
=
PFCOpeakBulk
__
1
⎡
_
⎢
2
⎣
1V時，會停止OPWM訊號，達到逐週期電流限制的功
能。
圖十一、PWM電流控制模式
3.5 變壓器設計 (Transformer Design)
變壓器的設計，首先可以利用(44)式來挑選所需要
圖十、PWM電壓控制模式
3.4 電流控制模式 (Current Mode)
電流控制模式，以FBPWM上的回授電壓VFB直接
控制開關電流命令的峰值，以調整責任週期D的變化，
如圖十一或附錄一的圖二十九，這種直接控制電流的方
的鐵心與繞線架，其中A
為鐵心有效磁通面積，Aw為
e
繞線架有效繞線面積，Δ B為磁通變化量一般設定0.2T
~ 0.3T，D
為電流密度一般設定300 ~ 500A/cm2；再
cma
利用(45)式與(46)式計算所需的初級側圈數與次級側的
圈數，其中V
min
為PWM的最低輸入電壓。
DC
⎡
922
≥×=
AAA
⎢
ewP
⎢
⎣
min
×
DV
min
cmaDC
××
ΔBfA
Se
VV
+
nFnO
DV
×
cmaDC
=
N
min
P,
N ×
=
S(n)
⎤
×××
DDP.
cmaO
××
fΔBη
S
10×
4
)(cm
⎥
⎥
⎦
6
(44)
(45)
)()(
N
P
(46)
變壓器可採用三明治繞法，因此變壓器示意圖參考
圖十二，繞線層面可參考圖十三。，其中N
次側繞組，N
為二次繞組，二次側繞組可以採用疊繞
S(n)
P1與NP2
為一
方式，因此可以有效利用繞線窗的面積，Mylar Tape為
絕緣層, Margin Tape為擋牆。
式可以獲得較快的動態響應速度，但伴隨著在開關切換
時所造成的切換雜訊也會影響責任週期D的變化。而
PWM部分也加入過電流保護功能，PWM會逐週期性
(Cycle-by-cycle)偵測電流電阻上的電壓，當V
© 2008 Fairchild Semiconductor Corporation www.fairchildsemi.com
Rev. 1.0.1 • 11/26/08 8
SENSE
超過
Loading...