Telefunken 418A Schematic
Schaltungsbeschreibung Chassis 418A und Varianten
I N H A L T S V E R Z E I C H N I S
Kapitel 1 Netzteil mit Schutzschaltungen Seite l
Netzteilfunktionsbeschreibung Seite 2
Schutzsehaltungen Seite 4
Kapitel 2 IR-Fernbedienung Seite 5
Kapitel 3 IR-Vorverstärker Seite 7
Kapitel 4 Mikrocomputergesteuerte Bedienelektronik Seite 8
Kapitel 5 VHF/UHF-Tuner mit PLL Seite 10
Kapitel 6 Ton-Bignalverarbeitung und Muteschaltung Seite 12
Kapitel 7 Videosignalverarbeitung Seite 15
Kapitel 8 Horizontal-Ablenkstufe und 0/W-Korrektur Seite 19
Kapitel 9 Vertikal-Ablenkstufe mit Sehutzschaltungen Seite 22
Abbildungen
Empfohlenes Schaltbild: Chassis 418A1 STEREO
Bestell-Nr.319 135 241
Kapitel l
Netzteil mit Schutzschaltungen
Bei diesem Chassis findet ein zeilenfrequent synchronisiertes
Sperrwandlernetzteil mit Sekundärregelung und einbezogenem Standby-Netzteil Anwendung.
Über den Brückengleichrichter wird bei durchgeschaltetem Netzschalttransistor Energie zugeführt und diese im Netztrenntrafo
zwischengespeichert. Während der Sperrphase des Schalters gelangt
diese Energie sekundärseitig über Gleichrichterdioden zu den
Verbrauchern.
Besondere Uorzüge dieses Konzepts:
- Geringes Gewicht und Volumen.
- Kein separater Stand-by-Trafo erforderlich.
- Spannungskonstanz (Änderungen kleiner 2 %).
- Mehrere stabilisierte Ausgangsspannungen.
- Geringer Siebmittelaufwand.
- Galvanische Trennung vom Netz.
- Geringe Leistungsaufnahme im Stand-by-Betrieb (ca. 6 W).
- Regelbereich von 180 U bis 264 V.
Blockschaltbild (Abbildung 1)
Das Blockschaltbild läßt die Funktion des Schaltnetzteiles sowohl
im Stand-by-Nodus als auch im Betriebszustand erkennen.
Um das Gerät fernbedient einschalten zu können, muß die Spannungsversorgung für die Funktion des IR-Vorverstärkers und
Mikrocomputers gewährleistet sein. Damit dieser geringe Energiebedarf gedeckt wird, arbeitet der Sperrwandler im sogenannten
Burst-Betrieb. Hierbei steuern Impulspakete die Basis des Transistors TP29 an, welche je nach Netzspannung unterschiedliche
Breite und Frequenz haben.
Den Aufbau dieser Ansteuerimpulse übernimmt der Stand-by-Regulator zusammen mit dem Stand-by-Oszillator. Der Stand-by-Regulator
erzeugt eine Sägezahnspannung, deren Amplitude und Freguenz von
der Netzspannung und der sekundärseitigen Belastung abhängen. Um
den Energiebedarf im Trafo LP36 steuern zu können, wird der
Stand-by-Regulator aus der Hilfswicklung (Anschlüsse 9/10) geregelt. Die aus dem Regulator kornmende Sägezahnspannung dient als
Versorgungsspannung für den Oszillator und bestimmt mit seiner
Frequenz die Burstfrequenz und Burstbreite. Der Oszillator
schwingt sägezahnförmig mit einer Frequenz von ca. 18- kHz. diese
Impulse (G 7) werden dem Treiber zugeführt, der seinerseits nach
erfolgter Stromverstärkung die Basis des Schalttransistors TP29
ansteuert.
Bei Umschaltung von Stand-by in Normalbetrieb vergrößert die
Regelschaltung die Amplitude des Sägezahnes und versucht so die
Laständerung auszugleichen, bis die Ansteuerung des Treibers von
sekundärseitig erzeugten Impulsen über LP42 übernommen wird.
Stand-by-Regulator und Oszillator werden nun durch die am Trafo
LP36, Anschluß 10, ansteigende Regelspannung außer Betrieb
gesetzt.
Die Erzeugung der zeilenfrequenten Übernahmeimpulse beginnt,
nachdem die Horizontalablenkstufe arbeitet und das zeilenfrequent-sägezahnförmige Signal ”Ba” in den Pulsgenerator liefert.
Dieses bestimmt zusammen mit der Systemspannung ”Usyst” und der
Spannung U2, 15 V, die Impulsbreite der Übernahmeimpulse (H 8).
Sie gelangen über TP69, LP42 in die Treiberschaltung und lösen
das Stand-by-Ansteuersignal ab.
Schutzschaltungen
Für den Fall eines zu hoch ansteigenden Kollektorstromes des
Schalttransistors TP29 aktiviert der Spannungsabfall über die
Referenzwiderstände RP32/RP34 die primär-Schutzschaltung TP18, TP
19. Transistor TP29 wird nun nicht mehr angesteuert. Bei Überspannung oder Überlastung der 13V-Stromschiene, U5, gelangt
positive Spannung über den Schutzschaltungseingang ”SP” in den
Pulsgenerator. Dieser stellt die Lieferung des zeilenfrequenten
Ansteuersignales für den Treiber ein. Das Netzteil arbeitet
danach im Stand-by-Mode.
Netzteilfunktionsbeschreibung
Stand-by-Betrieb
Nach Inbetriebnahme des Gerätes durch den Netzschalter liefert
der Brückengleichrichter DP01...DP04 über die Wicklung 2-7 des
Trafos LP36, eine Spannung von 300 V an den Koliektor des TP29.
Zur Energieversorgung der Kleinsignaltransistoren im Primärnetzteil dient als Anlaufspannung eine über die Brückengleichrichter
Diode DP01 erzeugte 50Hz-Halbwellenspannung. Sie gelangt über die
Widerstände RP06, RP36, RP35 in die Siebelkos CP07 und CP28.
Stand-by-Reqelung und Oszillator
Während die Transistoren TP02, TP03 noch gesperrt sind, erzeugt
der Ladestrom über RP03, RP37 in CP08 einen sägezahnförmigen
Anstieg der Oszillatorbetriebsspannung an RP09. Erreicht die
Spannung den Wert von 2,5 Vss, schaltet TP09 über den Spannungsteiler RP08, RP12 erstmals durch. Damit wird auch TP12
leitend, der seinerseits TP09 in leitendem Zustand hält, bis sich
CP09 entladen hat. CP09 verschiebt somit steilflankig seine
Potentialdifferenz, weil DP13 ein schnelles Entladen verhindert.
Die nun über CP09 entstandenen negativen Spannungsspitzen gelangen über DP14 und sperren TP13, der sich zuvor durch die Anlaufspannung über RP06, RP13 in leiiendem Zustand befand. Nachdem
sich CP09 über die Transistoren TP09, TP12 entladen hat, sperren
diese wieder und der Ladevorgang von CP09 beginnt erneut. Der mit
RP08, RP12 eingestellte Arbeitspunkt ändert sich mit der Oszillatorversorgungsspannung an RP09 und verschiebt somit auch den
Schaltpunkt von TP09, TP12. Die Frequenz des mit TP09, TP12
arbeitenden Oszillators wird vorrangig durch die Sägezahnspannung
an Meppunkt (G 4) und das Zeitkonstantenglied RP09, CP09 bestimmt. Sie liegt bei ca. 18 kHz. Der Stand-by-Regulator, bestehend aus TP03, TP02 bezieht aus dem Netztrenntransformator LP36,
Anschluß 10, über DP30, RP38, CP30, RP07 und DP20 eine Regelspannung. Wird TP02 durch den steigenden Strom über RP02 durchgeschaltet, dann schaltet auch TP03 durch und zieht die Versorgungsspannung des Oszillators steilflankig auf 0,7 V herunter.
Dadurch erfolgt über TP03, TP02 eine schnelle Entladung des CP08.
Sind 0,7 V erreicht, dann sperren beide Transistoren und CP08
kann erneut über RP03, RP37 aufgeladen werden. Es entsteht ein
neuer Sägezahn, der, wie zuvor beschrieben, dem Oszillator als
Arbeitsspannung dient. Die Freguenz des Sägezahnes liegt bei ca.
170 Hz.
Treiber und Endstufenschaltung
Der Transistor TP13 wird vom Ausgangssignal des Oszillators für
die Leitzeit des Schalttransistors TP29 gesperrt und für die
Sperrphase durchgeschaltet. TP13 steuert den Gegentakt-Emitterfolger an. Eine Bootstrapschaltung, bestehend aus DP18, CP14
erhöht den Wirkungsgrad dieser Schaltung. Der Gegentakt-Emitterfolger, bestehend aus TP16, TP17, liefert den Basisstrom für TP
29. Während der Leitphase ist TP16 durchgeschaltet und TP17
gesperrt. In der Sperrphase von TP29 sperrt TP16 und TP17 ist
leitend.
Der positive Basisstrom von TP29 lädt CP24 auf. Die Ladespannung
wird durch die Dioden DP24, DP26, DP27 auf 2,1 V begrenzt. Nach
dem Durchschalten von TP17 erzeugt CP24 durch Ladungsverschiebung
eine negative Sperrspannung für die Basis des TP29. Die Spule LP
28 läßt beim Einschalten den Basisstrom in TP29 nach einer
e-Funktion ansteigen und mindert dadurch seine Verlustleistung.
Im Abschaltmoment entzieht LP28 schnell Elektronen aus der
Basiszone des TP29 und verringert damit ebenfalls die Verlustleistung. Einen weiteren Beitrag zur Minderung der Abschaltverluste
leistet das Dämpfungsglied CP29, DP31, RP33, RP 31. Durch das
Umladen von CP29 wird der Kollektorspannungsanstieg und somit die
Leistungsspitze verringert.
Ist TP29 durchgeschaltet, so fließt, vom Brückengleichrichter und
CP06 ausgehend, ein sägezahnförmig ansteigender Strom durch die
Speicherinduktivität im Trafo LP36 (Anschlüsse 2/7), TP29, RP32,
RP34 nach Masse. Danach wird TP29 wieder gesperrt. Die jetzt am
TP29 liegende Kollektorspannung ergibt sich aus der Summe der
Gleichspannung von ca. 300 V und der durch den Sekundärstromfluß
induzierten Spannung. In dieser Phase erfolgt die Energieübertragung von der Primär- zur Sekundärseite des Netztrenntransformators LP36. Hier stehen nach Gleichrichtung über DP50, DP65 und
DP63 die reduzierten Stand-by-Betriebsspannungen zur Verfügung.
Netzteil im Vollastbetrieb
Das Schaltnetzteil wird im Vollastbetrieb von der Zeilenendstufe
über die Leitung ”Ba”, CP57, RP57 und TP54 zeilenfrequent angesteuert. Um den Kollektorstrom des Schalttransistors TP29 bei
plötzlicher Vollast (Einschalten des Gerätes aus Stand-by!) zu
begrenzen, erfolgt zunächst ein Softstart. Dieser wird durch TP
53, DP56, CP55 und TP54 ermöglicht. Bei Umschaltung von Stand-by
auf Vollastbetrieb ist infolge der nun zu geringen Systemspannung
die Emitter-Kollektorstrecke des TP53 niederohmig. Ohne CP55
würde am Emitter des TP54 sofort eine 5V-Spannung stehen und TP
54 lieferte sofort am Kollektor Zeilenimpuise mit maximaler
Impulsbreite. Infolge der Ladezeitkonstante von CP55 steigt die
Spannung nur langsam sägezahnförmig auf 5V an und TP54 liefert
Zeilenimpulse mit langsam zunehmender Impulsbreite. Die Sekundär-Betriebsspannungen Ul, U2, U2’, U5, U3 und Us nehmen ihre
Sollwerte an. CP55 lädt sich über RP59 auf 13V auf und sperrt
DP56. DP58 sorgt bei Rückschaltung in den Stand-by-Betrieb für
eine schnelle Entladung des CP 55. TP53 regelt, bedämpft durch
CP54, in Abhängigkeit von der Systemspannung, den Emitter von TP
54.
Dieser bestimmt mit einer zeilenfrequent sägezahnförmigen Basisansteuerung und einer lastabhängig geregelten Gleichspannung am
Emitter die Impulsbreite der Ansteuersignale für den Schalttransistor TP29. TP69 verstärkt die Impulse von TP54 und liefert sie
über den Impulstrafo LP42 an die Basis des TPl3. Die weitere
Signalverarbeitung bei gesperrter DP14 ist gleich der im Standby-Mode und bereits erläutert.
Mit PP52 wird die geforderte Systemspannung {abhängig von der
Bildschirmgröße) am Meppunkt N 4 eingestellt.
U 3 liefert eine 7V-Betriebsspannung für den Videotext-Decoder.
Diese Stromschiene wird jedoch erst dann freigegeben, wenn die
Horizontalablenkstufe arbeitet und von dort die Spannung U5,
13 V, zur Verfügung steht. Sie zündet über RP66 den Thyristor TP
66, der nun die Gleichrichtung der Impulse von LP36 übernimmt.
Schutzschaltungen
Oberstromschutzschaltung für TP29
Steigt der Kollektorstrom in TP29 über den maximal zulässigen
Wert an, dann erhöht sich der Spannungsabfall über die zwei
Referenzwiderstände RP32, RP34, so daß die als Thyristor geschalteten Transistoren TP18, TP19 durchschalten. Über DP19 und den
Transistor TP19 werden nun die für den Gegentakttreiber bestimmten Ansteuerimpulse nach Masse kurzgeschlossen. Ein erneutes
Starten des Netzteiles ist erst möglich, wenn sich die Kondensatoren CP28, CP30 und CP07 entladen haben. Dazu muß das Gerät für
ca. drei Sekunden vom Netz getrennt werden.
Dieser Schutzschaltungszweig kann beispielsweise bei folgenden
Fehlermöglichkeiten aktiviert werden: Kurzschluß von DP50, DP63,
DP65, LP36, TL19, DL13, LL05. Die Stand-by-LED-Anzeige bleibt
dunkel bzw. erlischt innerhalb von ca. 3 Sekunden.
Netzspannungsüberhöhung
Für den Fall, daß der 220V-Netzspannung Impulsspitzen überlagert
sind, gelangen diese über CP10, RP10 an die Basis von TP19 und
aktivieren die Schutzschaltung durch TP19, TP18. Die Stand-by-LED
erlischt sofort.
Überstromschutzschaltung für die Horizontal-Ablenkstufe
Bei einem Kurzschlup im Horizontal-Ablenkteil verringern sich
infolge der Überlastung die Impulse am Trafo LP36, Anschluß 10.
CP30 entlädt sich so weit, daß die Transistoren TP02, TP03
sperren und nicht mehr geschaltet werden. Dadurch lädt sich CP08
über RP37, RP35 und RP36 auf ca. 17V auf. Diese Spannung läßt
über RP27, DP21, RP30 einen Strom in die Basis von TP12 fließen.
Der schaltet durch und verhindert damit ein Anlaufen des Standby-Oszillators. Da TP29 weder von der Horizontal-Ablenkstufe noch
vom Stand-by-Oszillator Ansteuerimpulse erhält, ist das komplette
Netzteil außer Betrieb.
Überspannungsschutzschaltung
Überspannung kommt entweder durch einen Defekt der Vertikal-Ablenkstufe, oder durch eine fehlerhafte Regulatorschaltung im
Sekundärnetzteil zustande.
Im Störungsfall liefert die in Kapitel 2. beschriebene Schutzschaltung über die Leitung ”SP”, DP57, RP57 einen High-Pegel an
die Basis des TP54. Dieser sperrt und liefert somit kein zeilenfrequentes Ansteuersignal mehr. Das Netzteil arbeitet nun im
Stand-by-Node.
Bei aktivierter Schutzschaltung leuchtet die Stand-by-LED ständig.
Überstromschutz für die NF-Endstufen
Bei Kurzschluß der Us, 28V, wird über die Dioden DP61, DP62 auch
die Spannung U2, 15V, auf Low-Pegel gezogen. Dem Mikrocomputer IR
01 und dem Multifunktionsprozessor IV01 fehlt nun die Betriebsspannung. Die Ablenkstufen sind außer Betrieb, da das Ansteuersignal fehlt. Aufgrund der Belastung des LP36 fehlt dem Stand-byRegulator über DP20 das Ansteuersignal. Am Neppunkt ”G 4” steigt
die Spannung auf ca. 17V, DP21 wird leitend und sperrt den
Stand-by-Oszillator. Das Netzteil ist abgeschaltet.
Kapitel 2
IR-Fernbedienung
In dieser Geräteserie wird ein Fernbedienungskonzept eingesetzt,
das sich durch Service-Freundlichkeit und Betriebssicherheit
auszeichnet.
Kenndaten:
- IR-Fernbedienung für 64 Befehle
- Befehlsausgabe durch 11-Bit-Datenworte
- ”Toggle-bits” für eindeutige Befehlserkennung
- Taktoszillator mit 400kHz
- Besonders geringe Leistungsaufnahme (aktiv ca. 2mA,
Stand-by ca. 2nA)
- Großer Speisespannungsbereich (2...6V)
- Leistungsarme , ”geblitzte”, Impulsübertragung
Die gesamte Elektronik der IR-Fernbedienung setzt sich aus nur
wenigen Bauelementen zusammen, wodurch eine hohe Betriebssicherheit gewährleistet ist. Eine mechanische Tastenmatrix ergänzt den
elektronischen Schaltungsaufwand.
Im Ruhezustand liegen die Treiberausgänge Pin 13...19 des IC01
mit ihren ”Open-drain”-Ausgängen auf Low-Pegel. Die ”pullup”-Sensoreingänge hingegen sind auf High-Pegel gesetzt (Pin
2-9). Durch die Betätigung einer Taste der 8 x 8-Matrix wird ein
Sensoreingang auf Low gesetzt und ein Abfragezyklus gestartet.
Während der Tastenmatrix-Abfrage ist jeweils nur ein Treiberausgang niederohmig geschaltet.
Wird die Betätigung einer Taste von dem IC erkannt, beginnt der
Oszillator zu schwingen. Dieser besteht im wesentlichen aus einem
Inverter, der extrem mit einem Keramikschwinger rückgekoppelt
ist. Cl und C2 gewährleisten eine kurze Anschwingzeit über einen
großen Versorgungsspannungsbereich. Das Oszillatorsignal wird
einem Teiler zugeführt, dessen Ausgangssignal den nachgeschalteten Zähler taktet. Der jeweilige Zählerstand wird decodiert, der
Treiberstufe zugeführt und steht an den Ausgängen Pin 13 bis 19
zur Abfrage der Tastenmatrix zur Verfügung. Eine im Sensordecoder
(Pin 2 bis 9) erkannte Tastenbetätigung wird in den Datenspeicher
übernommen.
Diese Daten werden über einen Datenmultiplexer dem Modulationszähler zugeführt, der daraus in Pulsabstandsmodulation ein 11Bit-Datenwort erzeugt, das, über einen Verstärker entkoppelt,
am Ausgang, Pin 1, zur Verfügung steht.
Abbildung 2 zeigt. das 11-Bit-Datenwort.
Der Wortabstand beträgt 121 ms. Tl und TO sind toggle-Bits. Mit
jeder erneuten Tastenbetätigung wechseln die toggle-Bits, d.h.
ein neuer Befehl wird vom Empfänger nur akzeptiert, wenn das neue
toggle-Bit vom alten abweicht. Ist die Übertragungsstrecke
gestört (z.B. eine Person geht zwischen der IR-Sende- und Empfängerdiode hindurch), wird sich der Zustand der toggle-Bits nicht
ändern. Daraus erkennt der Empfänger, daß keine erneute Tastenbetätigung vorliegt. Dem Anwender wird diese Verriegelung vor allen
Dingen bei Videotextbetrieb angenehm auffallen.
Nach Ausgabe der Toggle-Bits, welche gleichzeitig die Referenzzeit für den Empfänger beinhalten, wird mit S2, S1 und S0 als
Adresse die Datenausgabe fortgesetzt. Die Adresse ist auf 3 x
High festgelegt. Mit den restlichen 6 Datenbits erfolgt die
Befehlssteuerung.
Das 11-Bit-Datenwori verläpt IC1 an Pin 1 und gelangt über Rl, R
2 auf die Basis der Endstufentransistoren Tl, T2. Werden diese
durchgesteuert, so fließt ausgehend vom Elko C3 jeweils ein Strom
von ca. 1A dureh die IR-Sendedioden und die Transistoren nach
Masse. Während der Impulspausen lädt sich C3 über den Entkopplungswiderstand R5 wieder auf.
Die Sendefreguenz wird durch die IR-Sendedioden auf 950 nm
festgelegt. Die Reiehweite des Übertragungssystems liegt bei ca.
15m.
Kapitel 3
IR-Vorverstärker
Der IR-Vorverstärker dient der Aufbereitung der empfangenen IRSignale. Der Ausgang des Vorverstärkers ist direkt mit dem
”Interrupt” des Mikroprozessors verbunden, welcher die logische
Auswertung der ankommenden Impulse vornimmt. Die Schaltung ist so
ausgelegt, dap Störsignale weitgehend unterdrückt werden.
Besonderheiten:
- Funktionsfähigkeit auch bei direkter Sonneneinstrahlung.
- Optimale Unterdrückung von Störsendern, wie z.B.
Leuchtstofflampen, IR-Tonübertragung und gedimmten Glühlampen.
Die Empfangsdiode DA01 wandelt die ankommenden Infrarotimpulse in
eine elektrische Größe um. Ihr Innenwiderstand wird durch das
einfallende Licht bestimmt. Dieser Wert liegt bei Dunkelheit im
MegaOhm-Bereich, während er bei Sonneneinstrahlung nur einige
kiloOhm beträgt.
Damit über den gesamten Hereich der Arbeitspunkt von DA01 optimal
liegt, ist TA01 als variabler Arbeitswiderstand zwischengeschaltet. Die Regelstufe ist so ausgelegt, daß sie nur auf
gleichstrommäßige bzw. niederfrequente Signale reagiert. CA01
koppelt die Wechselspannungskomponente zum nachgeschalteten
dreistufigen Bandpaßverstärker mit TA03, TA07 und TAOB. Ihre
Emitterbeschaltung hat Tiefpaß-Charakteristik und legt die untere
Grenzfrequenz auf ca. 6kHz fest. Somit werden die tiefliegenden
Störsignalanteile unterdrückt. Die Emitterwiderstände RA07, RA08
und RA11 dienen der Arbeitspunktstabilisierung. Der Arbeitspunkt
ist durch den Spannungsteiler RA03 und RA02 festgelegt.
Der Arbeitswiderstand von TA08 mit LA09, CA08 ist als selektiver
Kreis auf die Grundwelle der Sendeimpulse von 56kHz abgestimmt.
Dadurch erhält der Verstärker Bandpaß-Charakteristik.
Der folgende Verstärkerteil mit TA12 ist als Tiefpaß ausgelegt,
so daß höherfrequente Störanteile abgekappt werden.
Die nachfolgende Treiberstufe mit TA13 hat drei Aufgaben: sie
dient als Treiberstufe, Spitzenwertgleichrichter und zur Regelspannungsgewinnung für die automatische Verstärkungsregelung.
Die Zeitkonstante von RA16, CA14 ist kleiner als 5ms und somit
kürzer als der kleinste Impulsabstand des IR-Senders. Mit dieser
Spitzenwertgleichrichtung ist sichergestellt, daß Störsignale,
die kleiner sind als die Nutzsignalamplitude, nicht übertragen
werden.
Der Kondensator CA19 bildet in Verbindung mit RA14 einen Tiefpaß,
der kurzzeitige Störimpulsspitzen begrenzt.
Ein weiteres Zeitkonstantenglied mit RA19, CA19 dient zur Verbreiterung der Ausgangsimpulse auf ca. 20µs, damit über den
Schalttransistor TA22 eine sichere ”Interrupt”-Auslösung im
Mikrocomputer gewährleistet ist.
Die automatische Verstärkungsregelung ist so dimensioniert, daß
TA08 in der letzten Verstärkerstufe nicht übersteuert wird.
Von CA14 über RA16, RA17 gelangt die ”AGC” direkt über die
Regelstufe mit TA06 in den Verstärker TA07. die Regelzeitkonstante bestimmen CA14, RA16 und RA17. Dieser großen Regelzeitkonstante liegt über DA09 ein schnellerer Regelzweig parallel. Er
dient dazu, sehr große Signale sofort auszuregeln, damit diese
nicht den Verstärker TA12, bzw. den Spitzenwertgleichrichter TA
13, RA16, CA14 zustopfen, bevor die eigentliche Regelung einsetzt. Dieser Regelzweig ist nur bei sehr großen Signalen wirksam.
Das RC-Glied RA24, CA24 dient zur groben Siebung der Betriebsspannung. RA10 und CA03 glätten zusätzlich die Betriebsspannungen
der ersten Verstärkerstufen.
Kapitel 4
Mikrocomputergesteuerte Bedienungselektronik
Der auf dem Hauptchassis befindliche 1 Chip-Mikrocomputer IR01
weist mit seiner 4MHz-Taktfrequenz eine hohe Verarbeitungsgeschwindigkeit des vielseitigen Programmes auf. Die Erläuterung
der Features, d.h. der Software des Mikrocomputers, würde den
Rahmen dieser Schaltungsbeschreibung sprengen. Diese Information
kann der Bedienungsanleitung entnommen werden.
Wie aus dem Schaltbild ersichtlich, liefert das Netzteil im
Stand-by-Betrieb die Betriebsspannung U2 mit ca. 10V. Sie gelangt
an die Stand-by-LED GE01 und über DR83, den Längstransistor TR82,
DR82 auf 5V stabilisiert an den VDD-Eingang, Pin 42, des Mikrocomputers sowie zum IR-Vorverstärker. Bei fehlender Netzspannung
versorgt der Akku XR81, den Mikrocomputer mit einer Stützspannung
von 2,4V. Auch am RESET-Eingang, Pin 33, liegt diese Spannung an,
während der HOLD-Eingang, Pin 34, auf Low gesetzt ist. Damit ist
sichergestellt, daß auch bei Netzausfall die im RAM abgelegten 40
Programmplatzdaten und die vom Anwender gewählten Bild- bzw.
Toneinstellungen gespeichert bleiben.
Dem IR-Eingang, Pin 35, wird bei aktiver Fernbedienung vom IRVorverstärker ein 11 bit-Datenwort zugeführt. Nur wenn dieses in
das vom µC vorgegebene Zeitfenster paßt und mit der richtigen
Adresse versehen ist, wird der Befehl akzeptiert. Nach Betätigung
des Netzschalters steht sofort an Pin 42 (VDD) 5V. Jetzt schwingt
der IC-interne 4 MHz-Taktoszillator CP6. Zeitverzögert über DR78
schalten TR77, TR76 durch und setzen den HOLD-Eingang, Pin 34,
auf High-Pegel. Der Spannungsanstieg am Kollektor des TR76
gelangt als positiver Impuls über CR73, RR73 an die Basis von TR
73 und schaltet diesen kurz dureh. Dieser Low-Pegel erzeugt den
RESET. Damit ist gewährleistet, daß bei Betriebsaufnahme des pC
die Betriebsspannung und die Clockfrequenz korrekt vorliegen. Der
Einschaltbefehl für den Vollbetrieb erfolgt entweder über das
Nahbedienfeld, den IR-Eingang, oder durch die Schaltspannung
eines Videorecorders an Pin 6 des Mikrocomputers. Als erstes
prüft der µC, auf welchem Wege der Einschaltbefehl erfolgt. Liegt
kein IR-Signal an und wurde auch der Netz-Flip-Flop (ON/OFF, Pin
20) nicht vom Nahbedienfeld gesetzt, so lag eine Netzunterbrechung vor. Diese kann auch durch Aus- und Einschalten mittels
Netzschalter erfolgt sein. Nun prüft der µC, ob das Gerät vor der
Netzunterbrechung im Stand-by oder Ein-Betriebszustand war. Im
letzeren Fall bleibt es auf dem gewählten Programmplatz eingeschaltet, im anderen Fall schaltet der µC auf Stand-by. Die
Einschaltfunktion steuert der µC mittels eines Low-Pegels an Pin
20, TR16 schaltet TR17 durch, der die am Emitter liegende Standby-Hpannung von ca. 10V zum Multifunktionsprozessor IV01, Pin 40,
liefert.
Dem Einschaltbefehl folgen über den I/O-Serialport, Pin 40, 58
Bit-Worte, begleitet von Clock-Impulsen an Pin 41. Dieser I²C-Bus
bestimmt mit dem ersten Byte die Adresse zur Befehlssteuerung der
PLL oder des VT-Decoders. Dem zweiten Kontroll-Byte folgt das
Byte für die Bandwahl. Byte 4 und 5 legt das Teilerverhältnis in
der PLL zur Gewinnung der Tuner-Abstimmspannung fest.
Der D/A-Wandler verfügt über einen Fünfkanal-Impulsbreitenmodulator, dessen Grundfrequenz für den Tint-Ausgang, Pin 1, bei
7,9kHz liegt. Für Kontrast, Pin 2, Color, Pin 3, Helligkeit, Pin
4, und Lautstärke, Pin 5, liegt die Grundfrequenz bei 31,5kHz.
Alle 5 Ausgangssignale lassen sich feinstufig in 64 Schritten
verändern. Nachgeschaltete RC-Glieder bilden daraus variable
Steuerspannungen für die entprechenden Funktionen. Die Lautstärkeregelung wie auch die Betriebsartenwahl Stereo, Mono, Zweiton
erfolgt bei Stereo-Geräten über den I²C-Bus.
An Stelle der früher angewandten Anzeige-LED’s findet bei diesem
Chassiskonzept das komfortable ”Bild-Regie-System”(BRS) Anwendung. Sämtliche Bedien- und Programmiervorgänge werden großflächig auf dem Bildschirm dargestellt. Die Steuerung übernimmt auch
hier der Mikrocomputer IR01. Von den RGB-Ausgängen, Pin 22, 23,
24, erfolgt über den Multifunktionsprozessor IV01 die Ansteuerung
der Bildröhre. das Y-Blank-Signal von Pin 25 tastet während der
Einblendzeit den Bildhintergrund schwarz. In zwei Linien können
je 16 Zeichen, mit einer Auflösung von je 64 Bildpunkten in 7
verschiedenen Farben, zur Anzeige gebracht werden. Die Vertikalbzw. Horizontal- Positionierung der Einblendung ist im Mikrocomputer festgelegt und kann nicht verändert werden. Zur Synchronisation liegt an Pin 26 ein Horizontalimpuls und an Pin 27, 38
ein Vertikalimpuls an. Nit LR03 an Pin 28, 29 kann die Zeilenlänge der Einblendung bestimmt werden.
Wie schon erwähnt, liefert ein über die Scartbuchse angeschloßener Videorecorder im Wiedergabebetrieb an den Pin 8 der Scartbuchse eine 12V-Schaltspannung, welche über RR64 an Pin 6 den
Einschaltbefehl gibt. AV detect, Pin 7, nimmt Low-Pegel an und
gibt auf der Scart-Interface-Platte den Video- und Audiosignalweg
frei zur Übertragung der an der Scartbuchse liegenden Signale.
Die Normerkennung des Mikrocomputers erfolgt über Pin 17 und Pin
18. Entsprechend der Beschaltung von RR93 bis RR97 ist das
”ON-SCREEN”-Menü für Single-Norm oder Multi-Norm aktviert. Pin 19
liefert im NTSC-Mode Low-Pegel. Ein High-Pege1, geliefert vom
Multifunktionsprozessor IV01 an Pin 8 des Mikrocomputers, paßt
das ”ON-SCREEN”-Menü der 60Hz Ablenkfrequenz an. Low-Pegel an Pin
37 schaltet auf dem Stereodecoder den FM-Ton stumm und aktiviert
bei entsprechender Beschaltung den AM-Ton-Signalweg. Pin 35 ist
direkt mit der Mute-Schaltung verbunden. Während der
Sendersuchlauf-Funktion ist der Ton durch Low-Pegel stumm gesteuert. Ein High-Pegel signalisiert dem Mikrocomputer das Auffinden
eines Senders und hält den Sendersuchlauf an. Eine IC-interne
Zeitschleife schaltet das Gerät bei fehlendem Videosignal nach
ca.5 Minuten in den Stand-by-Mode (”Schlummerfunktion”). Bei
Betätigung einer Taste des Nahbedienteils gelangen Impulse zur
Befehlssteuerung vom A/D-Konverter in den Keyboard-InputPort, Pin 13, 14, 15, 16. Anschluß Pin 30 ”TEST” wird ausschließlich für produktionsseitig eingespeiste Prüfprogramme genutzt.
Kapitel 5
VHF/UHF-Tuner mit PLL
Das HF-Empfangsteil besteht aus einem UHF/VHF-Tuner mit eingebauter PLL. Es ist durch ein Metallgehäuse störstrahlungssicher neben der ZF-Verstärker-Baugruppe auf dem Chassis angeordnet. Der für die Norm B/G konzipierte Tuner verarbeitet folgende
Frequenzbereiche:
- Band I 48,25... 84,25 MHz
- Band III 126,25...294,25 MHz
- Band IV V 471,25...855,25 MHz
Das HF-Eingangssignal wird aufgesplittet und zum UHF- bzw. VHFTuner geführt. LH26 und CH02 koppeln das UHF-Signal in das
Eingangsfilter LH01, DH01 und CH03. Über CH01 erhält der MOSFET-Transistor TH04 am Gate das Signal. Sein Source-Potential ist
durch die UHF-Bandumschaltspannung von TI11 über RH07, RH04 und
RH06 festgelegt. CH06 entkoppelt das nun vorverstärkte UHF-Signal
zum HF-Zweipolfilter, bestehend aus DH01, CH07, LH07, DH01, CH08
und LH08. Die Mischstufe mit TH14 bildet aus dem Eingangssignal
und dem von TH16 über CH17 kommenden Oszillatorsignal am Emitter
das ZF-Signal. Der 1. ZF-Kreis CH44, LH44, CH45, LH43 koppelt das
ZF-Signal über DH46, RH46, CH 86 und den Emitterfolger TH 93
niederohmig über Anschluß 3 des Tuners zum ZF-Modul, Anschluß l.
Im VHF-Signalweg liegt zunächst mit CH31, LH31 ein ZF-Sperrkreis.
Ihm folgt ein mit DH58 für Band I und III umschaltbares Tiefpaßfilter, bestehend aus CH58, LH58, LH59, CH59, LH61, LH62,
DH61, LH57, DH57, CH61. Die obere Grenzfrequenz liegt bei 300
MHz. Die Dioden DH55 und DH56 schützen den MOS-FET-Transistor TH
65 vor Spannungsspitzen. TH65 ist als erste Verstärkerstufe dem
Tiefpaß nachgeschaltet. Das ZF-Modul liefert den beiden Vorstufentransistoren TH65, TH04 eine AGC-Regelspannung, zum Schutz vor
Übersteuerung. Das in TH65 verstärkte Signal wird über das für
Band I und III umschaltbare und mit DH57, DH57 abgestimmte
Zweipolfilter dem Mischtransistor TH75 zugeführt. Transistor TH87
arbeitet als Oszillator. Dieser koppelt seine Frequenz über RH87,
CH87, CH78 zum VHF-Eingangssignal an die Basis des Mischers TH75.
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