AN2583
应用手册
理解和使用带有音频的
M41T00AUD 实时时钟
产品介绍
事实表明许多 ST 串行 RTC 中的方波产生器可用来作为发声器，多年以来， ST 的实时时钟
被用于打印 - 传真扫描一体机中。在这些应用中，方波输出用来产生这些一体机 （AIO）的
按键被按下时或错误出现时发出的嘟嘟声。
这一嘟嘟声信号驱动放大器电路，而此电路又驱动扬声器。同时，其他来自于 AIO 的声音源
也会传输到扬声器，与方波信号叠加一起进入到放大器中。声音源中有一个是电话线。当传
真机在拨号或建立连接时就能够听得见。
另外，控制放大器增益以及限制音频信号的带宽是非常必要的，因此就需要采取某些音量控
制和滤波。
因此， ST 开发出将实时时钟和音频结合为一体的 M41T00AUD。参见
钟在 ST 的 M41T00 基础之上有了进一步加强，如为备份电容充电的涓流充电电路，及用于
精确控制备份电池切换阈值的电压基准。
音频部分从一个输入放大器开始，用于叠加不同幅度的多个信号。然后是一个 8 kHz 的低通
滤波器，接着是一个 16 步，每步 3 dB 数字控制的增益级。最后，输出部分是一个桥接放大
器，能够输出 300 mW 到 8 Ω的负载 （V
因此， M41T00AUD 这一高集成电路，成为将高性能和低成本作为主要要求的一体机应用和
其他消费类电子产品的理想选择。
为 3.3 V 时） 。
CC
第2页图
1，这一时
2007 年 12 月 Rev 1 1/18
www.st.com
典型应用 AN2583
AU T OM A TIC
B A TTE R Y
SWITCHOVER
& DESELEC T
V
CC
2
I 2 C
(SDA,
SCL)
I 2 C
V
DD
32KHz
OSCIL L A T OR
400kHz I 2 C
INTER F ACE
OSCI
OSCO
uC
M41T00AUD
HOURS
D A TE
D A Y
MONTH
YEAR
SECS
MINS
CENTU R Y BITS
CALIBR A TION
REFERENCE
V
PFD
=2.80V
OSCIL L A T OR
F AI L DETEC T
OU T
IRQ/FT/OU T
TRICKLE
CHARGE
V
IN T
V
BACK
V
DD
256/512Hz
AUDIO
LPF
ADJ
GAIN
AIN
AOUT+
AOUT –
V
SS
V
BIAS
WRITE
PROTEC T
FBK
Audio-in
ai13927
V
DD
2
1 典型应用
图 1. M41T00AUD 结构框图
2/18
AN2583 典型应用
uC
PWM / DAC
TONE
GENERATOR
Fax
Chipset
MODEM
Phone
Line
LPF
ADJ
GAIN
AOUT+
AOUT–
M41T00AUD Audio section
R
i1
R
i2
R
f
RTC Timing
Chain
256/512Hz
C
ai13928
在典型的 AIO 应用中，系统微控制器以及连接到电话线的传真芯片组中都包含有音频源。这
些音频信号在输入放大器中叠加，然后和内部产生的 256/512 Hz 铃音共同驱动滤波器 （如
图
2 所示）。
图 2. M41T00AUD 应用举例
输入电阻 R
和反馈电阻 Rf控制器件的增益。通过改变对应的输入电阻，每个输入都可以不
in
同增益叠加，这样可使不同幅度的信号被归一化。
输入电容 C 可以用来隔断进入器件的直流电平。 M41T00AUD 使用单电源，其内部中点为
V
/2 而不是地。因此，当音频信号直接与 M41T00AUD 相连时，输入信号的支流偏置应为
DD
V
/2。否则，输入信号与 M41T00AUD 之间必须通过电容耦合相连接，并阻止低频信号。
DD
当 R
in = 20 kΩ 且 C = 0.1 uF 时，低于约 80 Hz 的信号将被削弱。
输入放大器之后为带宽 8 kHz 的低通滤波器。和输入电容一起，组成一个 80 Hz 到 8 kHz 的
带通滤波器。
同时来自于 RTC 时钟链的 256/512 Hz 信号也输入到低通滤波器。软件控制这一信号是否能
进入低通滤波器以及两个中的哪一个频率被选中。软件也控制增益值。静音位能够被置位来
关闭所有的声音。而 4 位的现场增益控制允许用户以每步 3 dB 在 –33 dB 和 +12 dB 之间选
择增益。
M41T00AUD 的输出为一个桥接放大器，能够拉 / 灌电流 300 mA 以上。V
= 3.3 V 时，它能
CC
够输出 300 mW 以上的功率到一个 8 Ω 的扬声器。
3/18
音频特性 AN2583
Ideal output is simply a linear scale
of the input.
Asymmetric nature of waveforms
due to imperfect symmetry of
complementary P and N transistors
Reshaping of waveforms due to
non-linear nature of transistors
Crossover distortion because
switchover from P to N channel
drivers does not occur perfectly
0
V
DD
/ 2
V
DD
V
IN
0
V
DD
/ 2
V
DD
V
OUT
0
V
DD
/ 2
V
DD
V
OUT
IDEAL
WITH
DIST OR TION
T
f 0 =
1
T
ai13929
2 音频特性
放大器电路的特性可在几个参数上体现。其中包括增益值，总谐波失真，电源抑制比，及输
出功率。以下是这些特性的简略介绍。
2.1 谐波失真
理想情况下，音频放大器的输出是输入的线性再现；输出只在幅度上改变， 在其他方面都相
同。
图 3. 理想与非理想波形图
现实中，多个因素一起使波形失真，导致输出谐波增加。如
性，因此出现一些波形整形。这一现象对称发生，导致奇次谐波的增加。
如果，一个驱动晶体管开启和另一个关闭的交越点不是最佳点，将会产生交越失真，如
所示 （结果被夸大）。这也导致奇次谐波增加。
互补输出晶体管不对称会引起波形的上半部分和下半部分不对称，从而导致偶次谐波。
结果为放大器输出中包含输入中不存在的失真信号。
4/18
图
4 所示。放大器并不是完全线
图
3
AN2583 音频特性
ai13930
0
f
(V
OUT
)
V
OUT ,
FUNDAMENT AL
f
0
2f
0
3f
0
4f 0 5f
0
6f
0
7f
0
F
V
OUT
ODD HARMONICS
V
OUT
EVEN HARMONICS
0
f
(P
OUT
)
f
0
2f
0
3f
0
4f
0
5f 0 6f
0
7f
0
F
P
1
P
2
P
3
P
4
P
5
P
6
P
7
ai13931
1
765432
P
P
PPPPPP
frequency lfundamenta ofpower
powers harmonic
THD
L++++++
==
∑
图 4. 谐波
2.1.1 总谐波失真
总谐波失真 （THD）是一种放大过程的线性或纯度的度量，表明产生的失真信号有多大。一
个纯正弦波输入到放大器，并测定输出频谱。 THD 值是谐波输出功率或电压大小与基波相
比的值。
图
5 说明一个输出频谱的例子。 P1 为基波，而 P2 至 P7 为谐波。
THD 值表示输出信号中谐波所占的部分。
图 5. 功率输出频谱
有两种方法计算 THD。第一种方法将谐波功率与基频相比。
5/18
音频特性 AN2583
0
f
(V
OUT
)
f
0
2f
0
3f
0
4f
0
5f 0 6f
0
7f
0
F
V
1
V
2
V
3
V
4
V
5
V
6
V
7
ai13932
1
2
7
2
6
2
5
2
4
2
3
2
2
2
V
V
VVVVVV
frequency lfundamenta of voltage
voltages)(harmonic
THD
L++++++
==
∑
1
2
7
2
6
2
5
2
4
2
3
2
2
1
2
7
2
6
2
5
2
4
2
3
2
2
V
V
VVVVVV
R
1
R
1
V
VVVVVV
THD
LL ++++++
⋅=
++++++
=
1
765432
1
2
7
2
6
2
5
2
4
2
3
2
2
P
PPPPPP
R
V
R
V
R
V
R
V
R
V
R
V
R
V
L
L
++++++
=
+++++
=
PV
THDTHD =
图 6. 电压输出频谱
另一种 THD 计算方法用电压相比。
由于 P 与 V2成比例，第二种方法等于第一种的平方根。
因为 THD 通常是小于 1 的数值， 而 THDV为 THDP 的平方根，因此会比 THDP 值大。
6/18
AN2583 音频特性
%7.14147.0
0.040.060.080.1
THD
2
2222
V
==
+++
=
2.16% 0.0216THDTHD
2
VP
===
V
DD
V
X
V
L
V
IN
+
V
DSP
–
+
V
DSN
–
C
R
L
+
–
Q2
Q1
GND
GND
ai13933
M41T00AUD 定义的 THD 指标在 1 kHz， 300 mW 时小于 2%。在 THD 测量中使用电压公
式，由于它趋于产生更高数值而使指标更难。
如：V
= 1 V， V2 = 0.1 V， V3 = 0.08 V， V4 = 0.06 V 且 V5 = 0.04 V
1
电压公式会导致指标更具挑战性。
2.2 放大器入门
有多种放大器可用半导体工艺制成集成电路。下面是几种放大器和其功率能力的简单概括。
2.2.1 简单的放大器
图
7 即为一个简单的放大器电路。输入级提供驱动输出晶体管所必需的信号增益和偏移。中
点电压 V
完全导通时， V
图 7. 基本的单电源放大器
偏置在 VDD/2。当 Q2 完全导通时， VX 会升高到最大值 V
X
会降低到 V
X
DSN-min
。
1
DD
– V
DSP-min
，当 Q1
为了便于分析，我们假设 V
有了这一前提， V
点将在 GND （0 V）和 VDD之间波动。
X
DSP-min
和 V
DSN-min
与 VDD 相比很小在此可以忽略不计。
对于音频应用，需要输出信号为纯交流。里面不应该有直流分量。输出信号必须相对于地对
称地波动。
7/18
音频特性 AN2583
ωtsin
V
V
)ωtsin1(
V
)t(V
DDDDDD
X
⋅+=+⋅=
πf2ω
ωtsin
V
)t(V
DD
L
⋅=
V
PP
V
PK
ai13934
因此，应用上在 VX 和负载 RL之间往往串联一个电容。这将会起到输出隔直的作用。当点
V
在 V
X
和地之间波动，均值为 VDD/2 时，输出电压 VL 将在 VDD/2 和 – VDD/2 之间，均
DD
值为 0V。这里假设电容上没有压降。如果电容对于有用频率足够高，则电容上的压降将很
小，假设成立。
如果 V
上的信号为正弦波，在 VDD 和地之间波动，公式如下：
X
其中
f 表示正弦波的频率。
去除直流分量后负载上的信号为：
2.2.2 输出功率
对于许多音频发烧友来说最重要的就是放大器的功率输出。他们希望不用花高的价钱就能得
到更大的功率。
2
2
2
=
2
影响放大器功率输出的两个主要因素是电源电压和电路结构。
一般的正弦信号，输出到负载的平均功率为电压的函数。可使用峰峰值电压 V
V
。如图8 所示。
PK
或峰值电压
PP
图 8. 电压定义
图
7 中的电路，最大功率时， VX将在 VDD 和地之间波动，参见图9。负载上的直流分量去
除时， V
将在 VDD/2 和– VDD/2 之间波动。
L
8/18
AN2583 音频特性
0
VDD/ 2
V
DD
V
X
V
XPP
VDD/ 2
0
VDD/ 2
V
L
V
X-PK
V
LPPVL-PK
ai13935
R
V
R
V
P
2
PP
2
PK
AV
==
L
2
PP-L
L
2
PK-L
AV-L
R8
V
R2
V
P ==
L
2
DD
L
2
DD
L
2
PK-L
max-AV-L
R8
V
R2
2/V
R2
V
P ===
图 9. 简单的放大器输出波形
对于正弦波信号，阻性负载 R 的平均或连续功率为：
2
此公式表明使用峰值电压 VPK和峰峰值电压 V
对
图
7 中的电路，表达式变为：
波动最大时， V
公式 1
因此，对于
图
功率，用户必须提高 V
等于 VDD/2，因此负载的最大持续功率为：
L-PK
7 中的结构，输出到负载的功率为 VDD 和 RL的函数。要在负载上得到更多的
或降低 RL，或使用不同的电路结构。
DD
8
时功率的计算方法。
PP
()
9/18
音频特性 AN2583
V
DD
V
X
V
L
V
IN
+
V
DSP
–
+
V
DSN
–
R
L
+
–
VSS= –V
DD
Q2
Q1
GND
ai13936
V
DD
0
V
DD
VL= V
X
V
LPP
V
L-PK
ai13937
L
2
PK-L
AV-L
R2
V
P =
L
2
DD
L
2
PK-L
max-AV-L
R2
V
R2
V
P ==
2.2.3 得到更多的功率
一种提高可用功率的方法，是加入一个与正电源同样大的负电源。见图10 所描述。加入负
电源之后，中点 V
用非理想电容而引起的频率衰减的影响。
图 10. 带有对称电源的放大器
在地。使用这种方法的一个优点为无需耦合电容，这样就可去除由于使
X
因此，没有电容， V
在 V
和 –VDD之间波动，如图11 所示。
DD
= VX。这一结构，和前面一样忽略了 Q1 和 Q2 上的 VDS 压降， VX 将
L
图 11. 带有对称电源的放大器的输出
如前，负载上的连续功率为：
最大连续输出功率时， V
等于 VDD，公式变为：
L-PK
与
公式
1 相比，加上负电源后，最大功率增加 4 倍。若图7 电路中的 VDD加倍，则可达到
同样的效果。
不过，加入负电源或加倍电压成本昂贵。优选的方法是提高功率，而无需这些额外的费用。
10/18
AN2583 音频特性
V
IN
R
L
V
DD
V
L
+ –
V
L+
V
L–
A
x
V
DD
A
x
ai13938
0
VDD/ 2
V
L–
V
DD
V
L+
0
V
DD
V
L
V
L-PK
V
DD
ai13939
2.2.4 桥接放大器
桥接放大器使用 2 个相同的放大器，他们被相位相差 180° 的信号驱动。图12 中的电路使用
2 个单电源放大器 A
输入信号与左边的放大器相连，在进入右边放大器之前反向，从而使右边的放大器相对左边
的相位偏移 180° 。
。其中的每个都与图7 中的放大器类似。
X
这两个放大器的输出， V
和 VL–， 每个均在 VDD/2 处偏置。因此，两者之间的静态压差为
L+
0 V。所以，负载上不需要隔直电容。
图 12. 桥接放大器
每个输出均可在 V
和地之间波动，如图13 所示。
DD
图 13. 桥接放大器的输出
11/18
音频特性 AN2583
ωtsin
V
)t(V
DD
L
⋅=
+
+
−=⋅−=°−⋅=
L
DDDD
–L
V ωtsin
V
)180ωtsin(
V
)t(V
+++
+
−
−=−
LLL–LLL
V2)V(VVVV
L
2
DD
L
2
PK-L
max-AV-L
R2
V
R2
V
P ==
最大幅度时，对于正弦波输出， VL+ 和 VL- 可表示如下：
2
且
负载电压 VL，为 2 个输出之间的压差。
公式 2
因此，桥接结构有双倍负载电压而不增加或改变电源电压的作用。此例中，两个桥接在一起
的放大器均为单电源器件，不过如
可用负载电压会变为使用单个放大器的双倍。
2.2.5 桥接功率
图
12 中的电路， VL的峰值为 VDD 如图13 所示。最大的持续功率则为：
2
=
图
10 所示的双电源放大器也可以进行桥接。结果一样 -
2
=
这一功率与图10 中的双电源放大器的功率相同，是图7 中的功率的 4 倍。通过桥接 2 个单
电源放大器即可省去另一个电源的费用而得到 4 倍的功率。因此，桥接是一种无需昂贵的电
源就可以提高放大器功率的经济、常用的方法。
12/18
AN2583 音频特性
W25.2
64
144
R8
V
P
L
2
DD
max-AV-L
===
W9
16
144
R2
V
P
L
2
DD
max-AV-L
===
2.2.6 汽车电子举例
汽车就是使用桥接结构的一个很好的例子。标准电压为 12 V 限制了负载电压，除非给系统
添加一个价格不菲的直流 - 直流电源电压。
图
7 中的电路， VDD = 12 V 且 8 ohm，可得到：
因此，传输到 8 ohm 的扬声器最大连续功率为 2.25 W。考虑到驱动晶体管上的 VDS 将使其
值更低。相反地，大多数汽车都在稍大于 12 V 的条件下运行，通常在 13.6 至 14.4 V 的范围
内，这样会抵消 V
图
12 中的电路，同样 VDD = 12 V 且 8 ohm，功率的计算方法为：
压降的影响。
DS
桥接结构传输 9 W 的功率，是前面情况的 4 倍。使用 4 ohm 的扬声器，负载功率将达到 18
W。
对于 12 V 汽车环境的最大功率，桥接结构通过提高可用音频功率 4 倍的方法为费用昂贵的
电源提供了一个费用低廉的替代方案。与 4 ohm 的扬声器一起，用户可以适中的价钱享受出
色的音频效果。
同样，在任何电压选择有限的环境中，桥接结构在芯片上增加不多，却大幅提升了功率。
13/18
音频特性 AN2583
ai13940
V
N
Test signal
Scope
and/or
other test
eqpt
V
DD + V N
V
IN
V
OUT
V
DD
2.3 电源抑制比 （PSRR）
PSRR 是一个用来描述器件抑制电源噪声对其输出影响的量。通过将输入设置为 0 且耦合一
个 200 mV
输出信号被滤波用以抑制非测试信号的频率，在本例中为 1kHz。快速傅立叶变换，即 FFT，
对于实现滤波和测量输出电平非常有用。
由于 PSRR 在 –55 至 –65 dB 内，输出信号量级约为 200 uV。如果没有 FFT 或滤波，信号将
淹没在底噪中。
图 14. PSRR 测试设置
正弦波进入 VDD来测量。
PP
PSRR 的计算如下所示，使用 dB 为单位的功率增益的标准公式：
PSRR = 20 log ( V
OUT
/ VN )
例：
如果测量到的输出为 350 uV， PSRR 将为
PSRR = 20 log ( 350 u / 200 m ) = –55.1 dB
14/18
AN2583 音频特性
ai13941
LPF
100Hz-8kHz
256Hz
512Hz
256/512
SELEC T
T ONE
ON/OFF
From internal
R TC timing chain
300mW
@ 8 ohms
V
DD
2
AOUT+
AOUT –
R f 10k
0.1uF
R
i1
20k
R
i2
20k
+6dB 0dB 20 log (R f /R
in
) = – 6dB
(R
f
/R
in
= 0.5) (1x, @ midband)
(0.022x to 4x)
(2x)
GAIN Register
bbbb
33dB to +12dB
–
⎟
⎟
⎠
⎞
⎜
⎜
⎝
⎛
=
⎟
⎟
⎠
⎞
⎜
⎜
⎝
⎛
==
IN
2
IN
OUT
2
OUT
IN
OUT
P
/RV
/RV
log10
P
P
log10 dBin gain power A
IN
OUT
2
IN
OUT
2
IN
2
OUT
P
V
V
log20
V
V
log10
V
V
log10 A =
⎟
⎟
⎠
⎞
⎜
⎜
⎝
⎛
=
⎟
⎟
⎠
⎞
⎜
⎜
⎝
⎛
=
2.4 增益
M41T00AUD 有 3 个增益级。输入放大器的增益由用户选择的输入和反馈电阻控制。 LPF 为
单位增益，因此不贡献增益。
可编程增益级从 0.022 倍到 4 倍范围内 （衰减）可调。最终，桥接放大器提供一个固定增益
2x，这一增益值是 2 个放大器并行的结果，其中一个增益为 1x ，另一个为 –1x，得到净增益
值为 2，如
图 15. 端到端音频路径
第12页公式
2 所示。
增益通常以分贝 （dB）度量。定义为输出功率和输入功率比的对数的 10 倍。
将电阻归一化后，将化简为
例：图15 中， Rin = 2 Rf时，输入增益为 0.5，抵消最后增益级的增益值 2。这 2 个部分的
净增益值就变为 1。也就是最后增益仅由可调增益级决定，且将与写入增益寄存器中的数值
匹配。
15/18
M41T00 音频部分指标 AN2583
3 M41T00 音频部分指标
总体来说， M41T00AUD 的音频部分使用一个桥接放大器输出级，能够传输 300 mW 到 8
ohm 的负载。在此输出级上器件产生少于 2% 的总谐波失真，典型值为 0.2%。
通过并联多个输入电阻，信号相加进入输入端。 R
输入将衰减。输入放大器后面的低通滤波器将使 8 kHz 以上的信号衰减，形成 80 – 8000 Hz
的带通。
端到端增益由输入和反馈电阻与由软件控制的增益级一起控制。R
至 +12 dB 之间调节增益。最后， PSRR 为 –55 dB 时，电源电压上的任何噪声都会在输出端
减少至少 55 dB。
= 20 k 且 C = 0.1 uF 时， 80 Hz 以下的
in
= 2Rf时，软件可在 –33
in
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