Power LNK454, LNK456, LNK458, LNK460 Technical data

LNK454/456-458/460

™

LinkSwitch-PL

产品系列

带可控硅调光、单级PFC和恒流控制的LED驱动器IC，
适用于非隔离式应用

产品特色

大幅简化离线式

• 无闪烁的相位控制可控硅调光

• 单级功率因数校正(PFC)及精确恒流(CC)输出

• 输入使用容量很小的电容，不使用电解电容，元件数量极少，

LED

驱动器

适用于紧凑型替换灯设计

• 紧凑的SO8、eSOP及eDIP封装

• 完全省去控制环路补偿

先进的性能特性

• 适合设计非隔离反激式电源

• 频率调制技术可极大缩减EMI滤波器的尺寸和成本

• 以低耗散直接检测LED电流

先进的保护及安全特性

• 通过对异常低输出功率进行周期跳频调节，对输出的峰值电流

进行箝位

• 集成的725 V功率MOSFET允许使用小容量的储能电容并提高功

率水平

• 短路、过载、反馈开环及输出过压保护

• 迟滞热关断保护

• 无论在PCB板上还是在封装上，都保证高压漏极引脚与其他所

有引脚之间满足高压爬电要求

™

高效节能

EcoSmart

• 高功率因数可通过降低输入VA提高系统的每瓦流明数

• 控制算法可平衡输入线电压和负载的开关和导通损耗，以维持

-

最佳效率

说明

使用LinkSwitch-PL系列产品可为固态照明设计出尺寸非常小、成
本极低的单级功率因数校正恒流驱动器。LinkSwitch-PL适用于

LED电流的直接检测，可在宽输入电压范围内工作，并提供高达
16 W的输出功率。其创新的控制算法能用最少的外部元件实现无

闪烁的可控硅调光。

该系列器件采用SO-8C、eSOP-12及
件都在单个4引脚IC上集成了一个725 V功率MOSFET、一个创新
的非连续模式可变频率、可变导通时间控制器、频率抖动、逐周
期限流及迟滞热关断电路。

eDIP-12封装形式，每个器

AC

IN

图 1. 基本应用电路图

LinkSwitch-PL

D

CONTROL

S

BP

FB

PI-5835-060710

输出功率表

2

产品

LNK454D
LNK456D
LNK457D/K/V
LNK458K/V
LNK460K/V

表 1. 输出功率表

注释：

1. 最大的实际连续输出功率是在敞开式设计及有足够的散热，环境温度为+50 °C的
条件下测量得到的（详细信息请参见“主要应用指南”部分）。

2. 封装：D: SO-8C，K: eSOP-12，V: eDIP-12。

最小 输出 功率 最大输出功率

1.5 W 3 W
3 W 6 W
4 W 8 W
6 W 11.5 W
8 W 16 W

串联的

图 2. 器件的选择基于输出LED灯串的长度以及电流大小。假设每个LED灯的典型

灯数

LED

1
2
3
4
5
6
7
8

9
10
11
12

压降值为3.5 V

350 mA 500 mA 700 mA 1000 mA

LNK454 LNK454 LNK454 LNK456
LNK454 LNK456 LNK456 LNK457
LNK456 LNK456 LNK457 LNK458
LNK456 LNK457 LNK458 LNK460
LNK457 LNK458 LNK460
LNK457 LNK458 LNK460
LNK458 LNK460
LNK458 LNK460
LNK458 LNK460
LNK460
LNK460
LNK460

85-265 VAC

1

输出电流

www.powerint.com 2010年11月

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BYPASS (BP)

FEEDBACK (FB)

1 µA

V_I

V_Z

DRAIN (D)

LIM

LIM

SOURCE (S)

REGULATOR

UV

I

LIM

SET

V

FB(SK)

+

FB(LO)

+

+

V

I

FB

Q

V

REF

FILTER

CLR

DAC

4.9 V

SQ

R

SOA

UV

Update

CLK

5.85 V

CURRENT LIMIT

SOA

STATE MACHINE

PHASE

MEASUREMENT

DIGITAL

INTEGRATOR

INC/DEC

FREQUENCY/

DUTY CYCLE

CONTROLLER

ON-TIME

EXTENSION

I

LIM

Zero Crossing

AUTO-RESTART

SET

S Q

R

CLR

PI-5893-091010

+

+

Q

图 2. 功能结构图

引脚功能描述

漏极(D)引脚：

高压功率MOSFET的漏极连接点。通过内部的开关高压电流源
提供启动偏置电流。漏极电流检测和相关的控制器功能也通过
该引脚执行。

源极(S)引脚：

功率MOSFET的源极连接点。旁路引脚和反馈引脚的接地参考。

旁路(BP)引脚：

外部旁路电容的连接点，用于产生内部使用的 5.85 V供电电源。

反馈(FB)引脚：

LED电流检测引脚。在正常工作期间，290 mV阈值决定着流经负
载检测电阻的电流的平均值。

第二个阈值对过大输出电流纹波进行箝位。

第三个较高阈值用于防止输出短路和过压故障（参见图5）。

D Package (SO-8C)

1

FB

2

BP

4

D

Exposed Pad Internally
Connected to SOURCE Pin

S 12

S 11

S 10

S 9

S 8

S 7

图 3. 引脚配置（顶视图）

8

S

Exposed Pad (On Bottom)

7

6

5

Internally Connected to

S

SOURCE Pin

S

S

NC 1

FB 2

BP 3

NC 4

NC 5

D 6

V Package (eDIP-12)

K Package

(eSOP-12)

12 S

11 S

10 S

9 S

8 S

7 S

1 NC

2 FB

3 BP

4 NC

5 NC

6 D

PI-5836a-092710

2

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图 4. 典型应用电路图

AC

IN

LinkSwitch-PL

D

CONTROL

S

FB

功能描述

LinkSwitch-PL在一个器件上集成了一个高压功率MOSFET开关
及一个电源控制器。该IC器件提供单级功率因数校正和LED电流
控制。LinkSwitch-PL控制器包括一个振荡器、反馈（检测及逻
辑）电路、5.85 V稳压器、迟滞过热保护、频率抖动、逐周期限
流、环路补偿电路、自动重启动、开关导通时间延长、功率因
数以及恒流控制电路。

D

ES

R

ES

BP

C

F

R

SENSE

DZ

R

OV

R

F

PI-5837-060710

OV

在反馈引脚电压超过2 V时，会触发自动重启动保护。该特性可
用于输出过压保护（通过图4中的DZ

OV和ROV

），触发IC进入自

动重启动模式。

在直接LED电流检测配置中，平均反馈引脚电压正比于LED电
流，大小取决于检测电阻（图4中的R
（图4中的R

）可降低反馈引脚处的高频率噪声。

F和CF

）。小型低通滤波器

SENSE

图5显示的是反馈引脚电压的工作阶段。LinkSwitch-PL设定其工
作点，以使稳态工作下的平均反馈引脚电压达到290 mV。该阈
值比较低，是为了降低检测电阻的损耗。内部MOSFET的开关
频率和导通时间会在每个AC输入半周期更新一次，以便调整输

流和维持高功率因数。

出电

如果反馈引脚峰值电压超过520 mV，则触发周期跳频模式，集
成功率MOSFET所处理的功率以逐周期的方式进行箝位。在一
个输入电压半周期内，开关频率会有所变化，以减缓输出LED上
的热应力。

Auto-Restart

2 V

Cycle Skipping

Mode

520 mV

Normal Operation

290 mV

PI-5838-091010

图 5. 反馈引脚工作电压阈值

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3

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V

FB

V

V

V

FB(ϕ)

LINE

TRIAC

ϕ

OS

ϕ

OL

V

FB(ϕ)

Phase
Angle

180°0°

ϕ

OL

ϕ

OS

Phase
Angle

180°0°

ϕ ϕ

0° 0°

Phase

Angle

Leading Edge

TRIAC Dimmers

图 6. 反馈电压相对于相位角调光特性

Conduction

Angle

Phase
Angle

可控硅（相控）调光

LinkSwitch-PL集成了多项有用功能，可在使用相控可控硅调光
器时扩大调光范围和降低外部电路的复杂度。LED输出电流由反
馈引脚电压控制，反馈引脚电压随可控硅调光器的导通角按比
例进行变化。当导通角减小时，反馈引脚电压随之降低，从而
减小LED平均电流。

在接近AC输入半周期持续时间的25%时，开始调整反馈引脚参
考电压。超过该阈值(jOS)后，V

和LED输出电流将降低，直到

FB

Phase
Angle

Conduction

Angle

Trailing Edge

Dimmers

Phase

Angle

PI-5894a-091010

达到第二个相位角阈值。此时，可控硅导通角变得非常小，IC
以恒定的频率和占空比（jOL阶段）进行开环工作，其内部集成
的功率MOSFET能够处理严重切角的输入电压所带来的最大功
率，从而产生深度调光的光输出。

在调光期间，520 mV箝位反馈阈值也会线性降低，以控制LED
电流纹波。

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IC供电和旁路引脚

在功率MOSFET处于关断期间，内部的5.85 V稳压器就会从漏极
引脚电压吸收电流，将连接到旁路引脚的旁路电容充电到5.85
V。旁路引脚是内部供电电压节点。当功率MOSFET导通时，器
件利用储存在旁路电容内的能量工作。内部电路极低的功率耗
散使LinkSwitch-PL可使用从漏极吸收的电流持续工作。一个1 µF
的旁路电容就足够实现高频率的去耦及能量存储。调光应用可
能需要更高的旁路电容值。

在相位角调光期间，当导通角较小时，AC输入电压只会出现很
短的时间。在这种情况下，IC不应依赖集成的高压电流源，而
应使用外部偏置电路从输出端（图4中的D

ES和RES

）对IC供电。
在输出电压低于7 V时，应启用外部偏置电路。通过在变压器上
添加一个辅助绕 组即 可实现这一点， 然后通过二极管 （超 快
速）和电容进行整流和滤波。所选取的绕组电压（匝数）应能
够在最低工作输出

电流下支持IC的最大功耗。

启动、开关频率及导通时间范围

启动时，控制器采用初始开关频率f

和最小导通时间t

MIN

ON(MIN)

。输出
电容的充电和提供到输出LED的能量，决定着每个AC输入电压半
周期所更新的功率MOSFET开关频率和导通时间的增加幅度。

稳态开关频率和导通时间由输入电压、LED上的电压降及转换器
效率决定。

轻载条件下，当器件达到最小频率f

和导通时间t

MIN

ON(MIN)

时，控制
通过跳过周期进行调整。在此工作模式下，输入电流没有功率
因数校正，平均输出电流无法确保处于正常范围内。反馈引脚
周期跳频阈值从接近正常调整水平的两倍，减小至刚刚超出在
此条件下限制输出功率所需的水平。设计合理的电源在正常负

载条件下是不会在此模式下工作的。如果电源设计正确，在连
接到正常负载时，它将在[f

作，且导通时间缩短到t

… f

MIN

MAX

ON(MIN)和tON(MAX)

]的开关频率范围内进行工

之间。

过载保护

过载时，系统将增大每AC半周期的工作频率和导通时间，

发生

直到达到最大频率和最大导通时间。达到这一状态后，控制器
进入自动重启动保护，从而在主线频率为50 Hz时将功率MOSFET
的栅极关断约1.28秒，在60 Hz时则关断1.02秒。该自动重启动
关断 时间结束后，功 率M OSFET重新使能 ，重 新开始正常启
动，即开关频率和导通时间分别达到f

MIN和tON(M IN)

，然后逐步增

大，直到再次完成调整。在持续过载条件下，自动重启动占空

约为33%。

比DC

AR

在可 控硅导通占空比小于 60 %的相控调光期间，过载 保护 被

抑制。

输出过压保护

如果电源输出端出现空载情况，输出过压齐纳二极管（图4中的

）将在达到阈值后立即导通。反馈引脚上的电压VOV将超过

DZ

OV

= 2 V，IC将进入自动重启动模式。

V

FB(AR)

输出短路

如果电源输出端（即LED负载）发生短路，将有大量能量传输到

检测电阻，从而在反馈引脚产生高压。如果在此条

件下反馈引
脚电压超过2 V，IC会将这一情况视为输出短路，进入自动重启
动模式。

安全工作区(SOA)保护

当功率MOSFET因其电流在前沿消隐时间后超过流限值而连续
三个周期过早终止时，将触发SOA保护模式，IC进入自动重启
动模式。

迟滞热关断

热关断电路检测结的温度。热关断阈值通常设置在142 °C并具
备7 5 °C的迟滞范围。当结 温度 超过这个阈值(14 2 ° C)，功率
MOSFET开关被禁止，直到结温度下降7 5 °C，功率 MOSFE T
才会重新使能。

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LinkSwitch-PL

应用范例

图7中的电路提供350 mA的单路恒流输出和15 V的LED灯串电压。
使用标准AC市电可控硅调光器可将输出电流减小到1% (3 mA)
，并且不会造成LED负载不稳定和闪烁。该电路可同时兼容低
成本的前沿调光器和更复杂的后沿调光器。

该电路用于在通用AC输入电压范围内（85 VAC至265 VAC，
47 Hz至63 Hz）进行工作，但在0 VAC至300 VAC的输入电压范
围内也不会造成损坏。这可以提升现场应用可靠性，延长在线
电压跌落和浪涌条件下的使用寿命。基于LinkSwitch-PL的设计
可提供高功率因数（在115 VAC / 230 VAC下>0.9）和低THD
（在230 VAC下<15%，在115 VAC下<10%），这有助于满足
所有现行国际标准的要求，可使单个设计全球通用。

所选用的外形可满足标准梨形(A19) LED替换灯的要求。

该电源
输出 采用 非隔离式，要求外壳的机械设计能够同时将 电源 和
LED负载与用户隔离。

PI元件的选择

所选 用器 件的输出功率大于要求值，以提升效率和降 低器 件
温升。这样通常可实现最高效率。进一步采用更大器件，通常会
达到同样的效率，或者会降低效率（因为功率MOSFET越大，
带来的开关损耗越大）。

由于LED照明相对于白炽照明的功耗非常低，灯所吸收的电流要
小于可控硅调光器的维持电流。这样会产生调光范围受限和/或
闪烁等不良情况。可控硅导通时对输入电容进行充电的浪涌电
流会造成电流振荡。这同样会造成类似不良情况，因为振荡会
使可控硅电流降至零，并在剩下的AC周期内关断，或快速导通
和关断。

为克服这些问题，设计中包括三个电路功能块 – 一个无源衰减
电路、一

个有源衰减电路和一个泄放电路。这些功能块的缺点
是会增大功耗，从而降低电源的效率。在本设计中，在高压输入
下将一 个灯连接到 一个调光器 ，所选取的 值可 实现无闪烁 工
作。对于多个灯并联或在低压(100/115 VAC)下实现无闪烁工作的
情况，可以对这些值进行优化以降低功耗并提升效率。

由于这些功能块仅适用于调光应用，对于非调光设计，可以省
略这些元件，用跳线替代R7、R8和R20。

有源和无源衰减电路

电阻R20所形成的无源衰减电路与有源衰减电路一道，用于限制
在每个半周期可控硅导通时所产生的峰值浪涌电流。该电阻应
为阻燃电阻，以便在单点故障（例如桥式二极管故障）时安全
失效。

AC线路可控硅调光器接口电路

对于用低成本的可控硅前沿相控调光器提供输出调光的要求，

我们需要在设计时进行全面权衡。

R9

C4
22 nF
630 V

4.7 kΩ

L2

2.2 mH

C5
68 nF
400 V

L

90 - 265

VAC

N

F1

3.15 A

RV1

275 VAC

R20
47 Ω

Passive Damper

R2

4.7 kΩ

L1

2.2 mH

Active Damper Bleeder

R3

750 kΩ

BR1
MB6S
600 V

R4

750 kΩ

C3

22 nF

50 V

R7

240 Ω

Q3

240 Ω

R8

有源 衰减电路在每个 AC半周期通过输入 整流管连接串联电阻
（R7和R8），在剩下的AC周期则通过并联SCR (Q3)绕过该电阻。
电阻R3、R4和C3决定Q3导通前的延迟时间，然后将衰减电阻
R7和R8短路。

C10

R17

1 nF

27 Ω

100 V

100 kΩ

R10

510 Ω

C6
68 nF
400 V

R11

510 Ω

R12

R13

4.7 Ω

D2

US1J

D6

DL4006

LinkSwitch-PL

LNK457DG

D

CONTROL

S

C7

1000 pF

630 V

U1

FB

BP

C8

10 nF

50 V

1

2

R15

3.3 kΩ

C9
1 µF
25 V

EE16

T1

7

3

6

D4

BAV19WS

R16

10 kΩ

D5

SS110-TP

VR2

MAZS2000ML

20 V

R21

1 kΩ

R14

1 kΩ

C11

680 µF

25 V

R18

0.82 Ω
1%

PI-6171a-102910

15 V, 350 mA

RTN

图 7. 用于替换A19白炽灯的7. 5 W, 15 V LED驱动器的电路图

6

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