Power AN-35 User Manual

应用指南

LinkSwitch

V

RCABLE

V

DOUT

V

RSEC

R

SEC

0.15 Ω

R

CABLE

0.3 Ω

D

OUT

0.7 V/

1.1 V

SD

C

I

O

Load

V

O

V

SEC

C

OUT

NP:N

S

V

OR

V

LEAK

R

LF

100 Ω

D

CLAMP

1N4937

I

SEC(RMS)

2 x I

O

I

SEC(PEAK)

4 x I

O

V

FB

C

CLAMP

0.1 µF, 100 V

C

CP

0.22 µF/1 µF,
10 V

U1

I

DCT

R

FB

AC INPUT

+

+

+

+

C1+C2
3 µF/W

or 1 µF/W

RF1

10 Ω

Fusible

D1-D4

IN4005

1 A, 600 V

L1

680 µH - 2.2 mH,

≥80 mA RMS

+

+

+

+

~

~

~

~

L

P

PI-2957-081602

AN-35

®

LinkSwitch

设计指南

介绍

集成的开关电源技术提供了体积小、重量轻及宽电压输入
工作的特点，在低功率的应用当中开关电源可以较低的性
价比来替代使用线性变压器的电源。LinkSwitch将电池充
电器和交流适配器的成本降低至线性变压器电源的水平。
LinkSwitch同时很容易满足世界范围内所要求的待机和空
载能耗规范要求，比如美国总统的1 W待机行政令及欧盟
2005年关于300 mW空载功率消耗的要求。

与其它方案相比LinkSwitch提供如下优势：

• 成本最低及元件数目最少的恒压恒流(CV/CC)解决方案

• 极为简单的电路 – 一个可生产的设计方案仅仅需要
14个元件

• 初级侧的CV/CC解决方案，可节省10至20个元件，系

统成本更低

• 电源重量减轻了75%，降低了运输成本

• 用于短路和开环故障保护的完全集成的自动重启动

• 42 kHz的工作频率简化了EMI滤波器的设计

• 3 W的输出采用EE13磁芯，成本更低体积更小

LinkSwitch可用于实现一个具有近似CV/CC输出特性的

电源，如图2所示。在充电器应用当中，放电后的电池工
作于曲线的CC部分，直到电池几乎完全充满电时自然地
转换至曲线的CV部分。输出电压低于约2 V时（相当于电
池出现故障），电源进入自动重启动工作方式，将电源的
平均输出电流降低至标称值约8%的水平。

在交流适配器应用中，仅在曲线的CV部分进行正常工
作，CC部分用于提供过载保护及自动重启动短路保护。

LinkSwitch为固定频率的PWM控制器件，设计用于非连续
工作的反激式变换器。在曲线的CV部分，器件使用电压模
式控制工作，而在曲线的CC部分，器件转换至电流限制
模式工作。在峰值功率点处，系统总的CV精度典型值为
±10%。其中包括器件容差及输入电压变化的影响。系统
总的CC精度典型值为±20% (LNK501)、±25% (LNK500)和

±24% (LNK520)。

CV工作时，在初级侧对输出电压进行检测并控制占空比。

对于LNK500/501器件，如图1所示器件位于直流电压的高
压端。这样使得器件可以直接检测反射的输出电压(VOR)，
无需对输入电压成分进行额外的相减运算。对于LNK520
器件，如附录B中的图B1所示，器件位于低压端，使用
辅助／偏置绕组检测输出电压。

3

图

1. 初始LinkSwitch

设计的关键参数

August 2006

应用指南

AN-35

CC工作时，占空比由峰值漏极限流点(I

)控制。器件

LIM

的限流点与反射电压具有函数关系，使得负载端阻抗降
低时负载电流维持近似恒定。当输出电压下降至标称值
的约30%时（通常与失效电池有关），LinkSwitch进入自
动重启动工作方式，以安全地对平均故障电流加以限制
（通常为输出电流IO的8%）。

对于非连续工作的设计，最大输出功率与输入电压无关，
而仅仅与初级电感量、初级峰值电流的平方和开关频率
成简单的函数关 系（公式6） 。LinkS witch利用I2f参数
项控制并抵消了通常由频率和峰值电流所引起的变化。
因此用户很容易完成一个对CV模式向CC模式转换点有所
要求的设计。

范围

本应用指南用于帮助工程师利用LinkSwitch的LNK500/501
或者LNK520器件，设计一个工作于非连续模式的反激
式AC-DC电源。本文主要集中讨论LNK500/501器件。
然而，由于很多信息也同时适用于LNK520，因而建议
在阅读本文时不必考虑设计中具体使用了哪个 器 件 。

LNK500与LNK520的详细比较请见表B2。附录A对使用
LNK500/501的设计容差进行了详细分析，而附录B则针
对LNK520器件的设计提供了设计指导。

LNK500/501

图1所示为产生一个初始

设计速成

LinkSwitch

设计所需的关键参数及

元件。在初始设计评估时可采用如下参考的参数值。

1) 设定VOR为50 V。

2) 根据公式5确定变压器圈数比。如果没有更好的预

估值或测量结果，则对于肖特基二极管采用0.7 V

的V

R

2 × IO，而I

，对于PN结二极管采用1.1 V的V

DOU T

选定0.3 Ω，R

CABLE

SEC(PEAK)

等于0.15 Ω，I

SEC

等于4 × IO。其中IO为所要求的

SEC(RMS)

DOU T

等于

。

CC输出电流，VO为在CV/CC转换点所要求的输

出电压。

3) 根据公式13计算P

。作为初始估计值，P

O(EFF)

CORE

选

取0.1 W。

4) 根据公式14计算LP值。根据公式15、16、17、

18和19计算变压器的其它参数。

5) 根据公式20、21、22、23和24计算反馈电阻RFB的

数值。所用电阻应为1/4 W、1%的电阻。

3

LinkS w i tch设计用来 替 代 线性变压器 电 源 ，因而其输
出特性为近似的CV特性，同时与同等的线性变压器电
源相比，具有更好的输入电压调整率和负载调 整 率 。
LinkSwitch电路极其简单的特性使得仅使用简单的设计公
式即可快速完成一个初始的草稿设计。然后再对原型电
源加以调整，选择外部元件，从而调整出所需要的电路
性能。

本文列举了一些关键设计参数并提供了变压器圈数比、
初级电感量及箝位／反馈元件数值的计算表达式。这样，
设计者可以构建一个可以工作的原型样板，通过迭代调整
得到最终所要求的设计。

如果读者希望尽快得到一个设计，设计速成表（表1对应
于LNK500/501器件，表B1对应LNK520器件）中包含有
足够的信息用来产生一个初始的原型样板。

本文没有涉及到变压器结构的设计。请参见LinkSwitch
的DAK工程原 型 报告，其中例举了典型 的 变压器结构
技术。关于支持工具的详细信息及本文的更新情况可在
www.powerint.com找到。

6) 箝位电容C

使用0.1 mF、100 V的金属塑料薄

CLAMP

膜电容。

7) 箝位电阻RLF为100 Ω的1/4 W电阻。

8) 控制引脚电容CCP，对于电池负载采用0.22 mF、10 V

的电容；对于阻性负载使用1 mF、10 V的电容。

9) 选择输入和输出元件。参见图3及相关部分的说明。

10) 制作原型样板。

11) 迭代调整设计 (参见提示和技巧部分)。

表

1. LNK500/501

CV/CC

设计速成

电路设计

图3所示的LinkSwitch电路为一个CV/CC充电器的例子，
用于说明LinkSwitch的设计方法。额定输出电压为5.5 V，
额定CC输出电流为500 mA。

LinkSwitch的设计方法非常简单。变压器圈数比及反馈元
件的数值是按照额定峰值功率点处的输出电压VO选取的。

2

版本D 08/06

AN-35

1000 200 300 400 500 600 700

Output Current (mA)

Output Voltage (V)

0

1

2

3

4

5

6

7

8

9

10

115 VAC

230 VAC

Limits
Auto-restart

PI-2956-072402

应用指南

图

而变压器的初级电感量则由总的输出功率计算得到。只有
很少的元件需要计算，其余的元件都根据本文所包含的建
议值进行选取。

从变压器开始，每个元件的设计及选择的原则 都 将 涉
及到。一旦变压器设计完成，变压器参数和特性即可用
于设计箝位、偏置及反馈元件，以达到合适的电源工作
状态。然后才可以确定输出电容和输入电路。

变压器

T1

变压器设计时，首先选取反射的输出电压(VOR)。对于大多
数的LinkSwitch设计，VOR位于40 V至60 V之间。较好的初
始值可以选取50 V，后续可以再对其进行优化调整。

高于60 V的VOR数值仅仅用于空载功耗允许高于300 mW
的应用。

为了计算变压器的圈数比，首先要计算次级绕组两端所
需要的电压V
输出电压VO、次级绕组压 降V
降V

成函数关系。图1中显示了次级侧压降的来源。

DOUT

2. 使用LinkSwitch LNK500/501

。该电压与输出电缆压降V

SEC

和输出二极管 正向压

RSE C

实现的

5.5 V、0.5 A

、额定

RCAB LE

充电器的典型输出特性（包括规格要求）

由于C
电压，因而V
时来确定。输出电缆压降V

充电至VOR的峰值数值再加上漏感引起的误差

CLAMP

RSE C和VDOU T

的数值按照流过峰值次级电流

RCABLE

IO处来加以确定。

在二极管制造商的数据手册中可以找到V
之间的曲线关系。峰值次级电流可计算如下：

(1)

I

PRI (PEAK )

型值。

由于仅仅为初始估算，I
一旦首个原型样板制作完成，由于知道了最终的圈数比，

的数值等于LinkSwi tch数据手册中I

SEC(PEAK)

则可以对该数值再进行精确调整，二极管的峰值正向电压
也可使用示波器直接测量得到。

(2)

(3)

(4)

则按照额定CC输出电流

和瞬态电流

DOUT

参数的典

LIM

可以近似地认为等于4 × IO。

3

版本D 08/06

应用指南

C1

4.7 µF
400 V

C2

4.7 µF
400 V

RF1
10 Ω 1 W
Fusible

L1
1 mH

R1

20.5 kΩ
1%

R2

100 Ω

D5
1N4937

C4

0.1 µF
100 V

116 T
#34 AWG

EE13
LP = 2.55 mH

15 T
#30 AWG
TIW

3

4

1

5

T1

6

D6
11DQ06

C5
470 µF
10 V

85-265

VAC

U1

LinkSwitch

5.5 V,
500 mA

RTN

BR1

1 A, 600 V

PI-3476-032403

PERFORMANCE SUMMARY

Output Power: 2.75 W
Efficiency: ≥72%
No Load
Consumption: 260 mW, 230 VAC
200 mW, 115 VAC

C3

0.22 µF
50 V

D

S

C

AN-35

3

图

3.

典型的

LinkSwitch

充电器原理举例

变压器圈数比由下式给出：

(5)

如果没有适用的估计值或测量值，变压器次级绕组的电
阻R

可以采用0.15 Ω的初始值。使用肖特基二极管时的

SEC

正向电压(V
向电压取1.1 V的数值。电缆电阻R

)取0.7 V的数值，而使用PN结二极管时正

DOUT

可以取0.3 Ω的初

CABLE

始值。

变压器设计的下一个步骤就是计算标称初级电感量LP。

LP的容差应该在 ± 1 0%以内( 以 满 足 峰值功率点 处 使 用
LNK501时±20%的CC容差以及使用LNK500时±25%的
CC容差)。LinkSwitch简单的反馈电路仅适用于非连续工

作模式。连续工作模式会引起控制环路的不稳定，因而
不建议使用。为实现正确的CC工作，LinkSwitch变压器的
设计必须保证在所有输入电压及负载条件下电源都工作于
非连续工作方式。

在峰值功率点，磁芯所处理的功率或者P
给出：

(6)

O(E FF)

可由下式

据手册中是以I2f系数来加以规定的，等于 的乘积，
且按照I
比为30%时控制极引脚的电流）的规定，I

的电流加以规定。通过对该系数在I

DCT

DCT

容差的影响

DCT

（占空

已经包括在内，不再需要单独考虑其影响。因而输出功
率的大小主要依赖于变压器初级电感量的容差 (低成本大
批量生产时的典型值为±10%)。

如上图所示，等效输出功率P

根据储存在变压器中

O(E FF)

的总能量加以计算，因而等于实际输出功率PO加上如
下所列的一些损耗。这些损耗包括：电缆损耗 的 功 率

P

、二极管损耗的功率P

CABLE

LinkSwitch控制引脚所需的功率)、变压器次级铜损P
变压器磁芯损耗P

(7)

(8)

(9)

(10)

(11)

CORE

。

、偏置功率损耗P

DIODE

BIAS

(驱动

S(CU)

及

LP为变压器初级电感量的 标称值，IP等于Link Swit ch的
I

参数，fS为开关频率。注意，IP和fS在LinkSwitch的数

LIM

4

版本D 08/06

R

为总的电缆直流阻抗，IO为额定的CC输出电流，

CABL E

V

为输出二极管的正向电压降，VOR为反射的输出电压，

DOUT

AN-35

PI-3148-081502

Flux Density (mT)

100

80

ŋ

Area compensated ŋ
by ∆

L

term

250

330

Primary Inductance (%)

I

为次级RMS电流，RSE为输出绕组的直流阻抗，VE为

SEC(RMS)

磁芯等效体积，K
样，如果没有适用的估计值或测量值，R
的初 始 值 。使用肖特基二极管时的正向 电 压 ( V

0.7 V的数值，而使用PN结二极管时正向电压取1.1 V的

数值。R

VE和K

可以取0.3 Ω的初始值。I

CABLE

可以在铁氧体磁芯制造商的材料曲线上查询

COR E

得到。为查询K
续工作模式，交流磁通密度BAC等于BM：

为每单位体积磁芯的损耗。同以前一

CORE

可以采用0.15 Ω

SEC

等于4 x IO。

SEC(PEAK)

，需要知道磁芯磁通摆幅BM。在非连

CORE

DO UT

)取

应用指南

电流的函数。在峰值磁通密度位于3300 高斯至3500 高斯
(330 mT至350 mT)之间时建议的最小气隙长度为0.08 mm
(3.2 密耳)。

使用很小的E型磁芯时次级圈数在次级绕组两端通常为每
伏特2至3圈(包括电缆、次级绕组和二极管的电压降)。
实际圈数都经过调整，以满足气隙尺寸和磁通 密 度 的
限定。

(12)

由于反激式变压器中磁芯的激励是非对称的，而磁芯损
耗曲线往往是假定激励为对称的，因而P
要除以二。

K

则可以从所用磁芯材料的磁芯损耗曲线上在LinkSwitch

CORE

开关频率点（典型值为42 kHz）处直接读取。BM可以采
用约3300 高斯(330 mT)的初始估计值。P
以采用0.1 W。

P

可从下式计算得到：

O(EFF)

(13)

这里的PO为负载端看到的输出功率。注意，磁芯损耗项除以
二，因为仅在关断期间传输至输出的能量才会造成磁芯损
耗，而这部分损耗需要在变压器初级电感量上加以补偿。

初级电感量的标称值L

(14)

使用数据手册中I2f系数的典型值来替代公式中的I2fS项，
这样即可确定在标称输出峰值功率点处所需要的标称初
级电感量。

如图4所示，随着磁通密度的增加，由于磁芯材料BH特
性的原因，电感量会略微下降。利用ΔL因子通过增加零

磁通密度时的电感量，可以对此感量降低的情 况 加 以
补偿。对于常用低成本的铁氧体材料，该因子的范围为
1至1.05之间。通过增加气隙尺寸、降低磁通密度或者使
用饱和磁通密度较高的铁氧体材料的方法可以减小这种
感量降低的影响。

影响变压器电感量容差的最重要因素在于变压器磁芯的气
隙长度。电感量还必须随温度的变化维持稳定，而且是

P(NOM)

可计算为：

的表达式中

CORE

的预估值可

CORE

一旦确定了预估次级圈数NS，即可算出初级圈数：

(15)

图

4.

使用很小的E型磁芯且气隙尺寸很小时电感量随磁通密度

的降低情况

至此，即可选择磁芯尺寸。适合于LinkSwitch设计的常用
磁芯尺寸包括EE13、EF12.6、EE16和EF16。已知所用的
磁芯和变压器圈数，则可利用磁芯等效截面积Ae (cm2)、
初级电感量(mH)和LinkSwitch峰值限流点I

LIM(MA X)

(A)计算

出磁芯的峰值磁通密度BP (高斯)：

(16)

BP应该在3000高斯至3500高斯（300 mT至350 mT）的

范围。

为了估算气隙长度Lg，必须计算出磁芯未开气隙时的相对磁
导率。利用磁芯参数Ae (cm2)、等效磁路长度Le (cm)及未开
气隙的等效电感量AL (nH/t2)可以计算出相对磁导率mr：

(17)

5

版本D 08/06

应用指南

AN-35

气隙长度Lg为变压器磁芯中心柱研 磨 以 后 的 空气间隙
的长度。研磨容差及AL的精度要求Lg有约0.08 mm的最
小限定要求。如果Lg小于此数值，则或者要 求 增 大 磁
芯尺寸(Ae)，或者增加NP的圈数。Lg (mm)可以利用初级圈
数NP、磁芯等效截面积Ae (cm2)、初级电感量LP (mH)、等
效磁路长度Le (cm)及相对磁导率mr计算得出：

(18)

变压器制造商所要求的未开气隙的等效电感量ALG (nH/t2)可
利用初级电感量LP (mH)和初级圈数NP计算得出：

(19)

箝位，偏置，旁路和反馈

由 R

F B

、 C

C L AM P

和 D

组 成 的 R C D 箝 位 ( 图 1 ) ， 将

C L AM P

LinkSwitch关断期间由变压器漏感引起的初级电压安全
地限定在低于LinkSwitch内部MOSFET的击穿电压B

VDSS

以下。前沿电压尖峰（ 由变压器的漏感引起）由RLF和

C

进行滤波，这样一来C

CLAMP

被有效地充电至变压器

CLAMP

反射电压的电压水平。

测得的次级二极管的正向电压降为0.7 V，次级绕组阻
抗为0.15 Ω，电缆阻抗为0.23 Ω。因此V

SEC

为：

(21)

利用V

可以计算出VOR的精确值为：

SEC

(22)

一个1%、0.25 W的RFB电阻将箝位电压转换为LinkSwitch的
偏置和控制电流。

反馈电压VFB可由VOR和漏感引起的误差电压V

LEA K

计算

出来。

3

反馈来自于变压器的反射电压，约等于变压器次级绕组输
出电压（图1中的V
响（漏感引起峰值充电），计算得到的VOR可能与C

）乘以变压器的变比。由于漏感的影

SEC

CLAMP

两
端实际测量得到的电压会有少许不同。由于LinkSwitch位
于直流总线的高压端，反射电压的信息只以LinkSwitch的
源极引脚作为参考，而不依赖于输入电压的高低。

反射电压直接由RFB转换为LinkSwitch控制引脚的电流，
用于占空比控制及偏置供电。控制引脚电容CCP提供旁路
滤波、控制环路补偿，并储存在开机和自动重启动期间
所需的能量。

反馈电阻

(RFB)

箝位和反馈电路的设计首先要考虑反射电压。以图3中的
原理图为例，如果初级圈数NP = 116，次级圈数NS = 15，
按照公式20可以计算出次级峰值电流。其中I

LinkSwitch限流点的典型值I

LIM(TYP)

。

PRI(PEA K)

等于

(20)

V

数值的变化依赖于漏感的大小、箝位电容的大小以

LEAK

及所使用的箝位二极管的类型。对于50 mH的漏感来讲，
可以采用5 V的初始预估值。

(23)

一旦制作完成了一个原型样板，VFB的数值可以通过在电
源输出达到峰值输出功率点时测量C

两端的电压直

CLA MP

接得到。测量时使用电池供电的数字电压表。这样可以
充分地对共模信号加以抑制，防止受开关波形的影响，
从而得到精确的结果。所测得的电压即为VFB。该电压减
去VOR后所得的数值即为V
数值。对于图3的设计，V

，可作为将来设计的预估

LEAK

的数值为5.6 V，所测得的

LEAK

VFB为56.7 V。

RFB的初始值可由反馈电压VFB、控制引脚电压V

C(ID CT)

和
LinkSwitch数据手册中规定的CC/CV转换点处的控制引脚
电流I

计算出来。

DCT

(24)

6

版本D 08/06