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AN-35
User Manual
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Power AN-35 User Manual

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应用指南
LinkSwitch
V
RCABLE
V
DOUT
V
RSEC
R
SEC
0.15 Ω
R
CABLE
0.3 Ω
D
OUT
0.7 V/
1.1 V
SD
C
I
O
Load
V
O
V
SEC
C
OUT
NP:N
S
V
OR
V
LEAK
R
LF
100 Ω
D
CLAMP
1N4937
I
SEC(RMS)
2 x I
O
I
SEC(PEAK)
4 x I
O
V
FB
C
CLAMP
0.1 µF, 100 V
C
CP
0.22 µF/1 µF, 10 V
U1
I
DCT
R
FB
AC INPUT
+
+
+
+
C1+C2 3 µF/W
or 1 µF/W
RF1
10 Ω
Fusible
D1-D4
IN4005
1 A, 600 V
L1
680 µH - 2.2 mH,
≥80 mA RMS
+
+
+
+
~
~
~
~
L
P
PI-2957-081602
AN-35
®
LinkSwitch
介绍
集成的开关电源技术提供了体积小、重量轻及宽电压输入 工作的特点，在低功率的应用当中开关电源可以较低的性 价比来替代使用线性变压器的电源。LinkSwitch将电池充 电器和交流适配器的成本降低至线性变压器电源的水平。 LinkSwitch同时很容易满足世界范围内所要求的待机和空 载能耗规范要求，比如美国总统的1 W待机行政令及欧盟 2005年关于300 mW空载功率消耗的要求。
与其它方案相比LinkSwitch提供如下优势：
• 成本最低及元件数目最少的恒压恒流(CV/CC)解决方案
• 极为简单的电路 – 一个可生产的设计方案仅仅需要 14个元件
• 初级侧的CV/CC解决方案，可节省10至20个元件，系
统成本更低
• 电源重量减轻了75%，降低了运输成本
• 用于短路和开环故障保护的完全集成的自动重启动
• 42 kHz的工作频率简化了EMI滤波器的设计
• 3 W的输出采用EE13磁芯，成本更低体积更小
LinkSwitch可用于实现一个具有近似CV/CC输出特性的
电源，如图2所示。在充电器应用当中，放电后的电池工 作于曲线的CC部分，直到电池几乎完全充满电时自然地 转换至曲线的CV部分。输出电压低于约2 V时（相当于电 池出现故障），电源进入自动重启动工作方式，将电源的 平均输出电流降低至标称值约8%的水平。
在交流适配器应用中，仅在曲线的CV部分进行正常工 作，CC部分用于提供过载保护及自动重启动短路保护。
LinkSwitch为固定频率的PWM控制器件，设计用于非连续 工作的反激式变换器。在曲线的CV部分，器件使用电压模 式控制工作，而在曲线的CC部分，器件转换至电流限制 模式工作。在峰值功率点处，系统总的CV精度典型值为 ±10%。其中包括器件容差及输入电压变化的影响。系统 总的CC精度典型值为±20% (LNK501)、±25% (LNK500)和
±24% (LNK520)。
CV工作时，在初级侧对输出电压进行检测并控制占空比。
对于LNK500/501器件，如图1所示器件位于直流电压的高 压端。这样使得器件可以直接检测反射的输出电压(VOR)， 无需对输入电压成分进行额外的相减运算。对于LNK520 器件，如附录B中的图B1所示，器件位于低压端，使用 辅助／偏置绕组检测输出电压。
3
图
1. 初始LinkSwitch
设计的关键参数
August 2006
应用指南
AN-35
CC工作时，占空比由峰值漏极限流点(I
)控制。器件
LIM
的限流点与反射电压具有函数关系，使得负载端阻抗降 低时负载电流维持近似恒定。当输出电压下降至标称值 的约30%时（通常与失效电池有关），LinkSwitch进入自 动重启动工作方式，以安全地对平均故障电流加以限制 （通常为输出电流IO的8%）。
对于非连续工作的设计，最大输出功率与输入电压无关， 而仅仅与初级电感量、初级峰值电流的平方和开关频率 成简单的函数关 系（公式6） 。LinkS witch利用I2f参数 项控制并抵消了通常由频率和峰值电流所引起的变化。 因此用户很容易完成一个对CV模式向CC模式转换点有所 要求的设计。
范围
本应用指南用于帮助工程师利用LinkSwitch的LNK500/501 或者LNK520器件，设计一个工作于非连续模式的反激 式AC-DC电源。本文主要集中讨论LNK500/501器件。 然而，由于很多信息也同时适用于LNK520，因而建议 在阅读本文时不必考虑设计中具体使用了哪个 器 件 。
LNK500与LNK520的详细比较请见表B2。附录A对使用 LNK500/501的设计容差进行了详细分析，而附录B则针 对LNK520器件的设计提供了设计指导。
LNK500/501
图1所示为产生一个初始
设计速成
LinkSwitch
设计所需的关键参数及
元件。在初始设计评估时可采用如下参考的参数值。
1) 设定VOR为50 V。
2) 根据公式5确定变压器圈数比。如果没有更好的预
估值或测量结果，则对于肖特基二极管采用0.7 V
的V
R
2 × IO，而I
，对于PN结二极管采用1.1 V的V
DOU T
选定0.3 Ω，R
CABLE
SEC(PEAK)
等于0.15 Ω，I
SEC
等于4 × IO。其中IO为所要求的
SEC(RMS)
DOU T
等于
。
CC输出电流，VO为在CV/CC转换点所要求的输
出电压。
3) 根据公式13计算P
。作为初始估计值，P
O(EFF)
CORE
选
取0.1 W。
4) 根据公式14计算LP值。根据公式15、16、17、
18和19计算变压器的其它参数。
5) 根据公式20、21、22、23和24计算反馈电阻RFB的
数值。所用电阻应为1/4 W、1%的电阻。
3
LinkS w i tch设计用来 替 代 线性变压器 电 源 ，因而其输 出特性为近似的CV特性，同时与同等的线性变压器电 源相比，具有更好的输入电压调整率和负载调 整 率 。 LinkSwitch电路极其简单的特性使得仅使用简单的设计公 式即可快速完成一个初始的草稿设计。然后再对原型电 源加以调整，选择外部元件，从而调整出所需要的电路 性能。
本文列举了一些关键设计参数并提供了变压器圈数比、 初级电感量及箝位／反馈元件数值的计算表达式。这样， 设计者可以构建一个可以工作的原型样板，通过迭代调整 得到最终所要求的设计。
如果读者希望尽快得到一个设计，设计速成表（表1对应 于LNK500/501器件，表B1对应LNK520器件）中包含有 足够的信息用来产生一个初始的原型样板。
本文没有涉及到变压器结构的设计。请参见LinkSwitch 的DAK工程原 型 报告，其中例举了典型 的 变压器结构 技术。关于支持工具的详细信息及本文的更新情况可在 www.powerint.com找到。
6) 箝位电容C
使用0.1 mF、100 V的金属塑料薄
CLAMP
膜电容。
7) 箝位电阻RLF为100 Ω的1/4 W电阻。
8) 控制引脚电容CCP，对于电池负载采用0.22 mF、10 V
的电容；对于阻性负载使用1 mF、10 V的电容。
9) 选择输入和输出元件。参见图3及相关部分的说明。
10) 制作原型样板。
11) 迭代调整设计 (参见提示和技巧部分)。
表
1. LNK500/501
CV/CC
设计速成
电路设计
图3所示的LinkSwitch电路为一个CV/CC充电器的例子， 用于说明LinkSwitch的设计方法。额定输出电压为5.5 V， 额定CC输出电流为500 mA。
LinkSwitch的设计方法非常简单。变压器圈数比及反馈元 件的数值是按照额定峰值功率点处的输出电压VO选取的。
2
版本D 08/06
AN-35
1000 200 300 400 500 600 700
Output Current (mA)
Output Voltage (V)
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
115 VAC
230 VAC
Limits Auto-restart
PI-2956-072402
应用指南
图
而变压器的初级电感量则由总的输出功率计算得到。只有 很少的元件需要计算，其余的元件都根据本文所包含的建 议值进行选取。
从变压器开始，每个元件的设计及选择的原则 都 将 涉 及到。一旦变压器设计完成，变压器参数和特性即可用 于设计箝位、偏置及反馈元件，以达到合适的电源工作 状态。然后才可以确定输出电容和输入电路。
变压器
T1
变压器设计时，首先选取反射的输出电压(VOR)。对于大多 数的LinkSwitch设计，VOR位于40 V至60 V之间。较好的初 始值可以选取50 V，后续可以再对其进行优化调整。
高于60 V的VOR数值仅仅用于空载功耗允许高于300 mW 的应用。
为了计算变压器的圈数比，首先要计算次级绕组两端所 需要的电压V 输出电压VO、次级绕组压 降V 降V
成函数关系。图1中显示了次级侧压降的来源。
DOUT
2. 使用LinkSwitch LNK500/501
。该电压与输出电缆压降V
SEC
和输出二极管 正向压
RSE C
实现的
5.5 V、0.5 A
、额定
RCAB LE
充电器的典型输出特性（包括规格要求）
由于C 电压，因而V 时来确定。输出电缆压降V
充电至VOR的峰值数值再加上漏感引起的误差
CLAMP
RSE C和VDOU T
的数值按照流过峰值次级电流
RCABLE
IO处来加以确定。
在二极管制造商的数据手册中可以找到V 之间的曲线关系。峰值次级电流可计算如下：
(1)
I
PRI (PEAK )
型值。
由于仅仅为初始估算，I 一旦首个原型样板制作完成，由于知道了最终的圈数比，
的数值等于LinkSwi tch数据手册中I
SEC(PEAK)
则可以对该数值再进行精确调整，二极管的峰值正向电压 也可使用示波器直接测量得到。
(2)
(3)
(4)
则按照额定CC输出电流
和瞬态电流
DOUT
参数的典
LIM
可以近似地认为等于4 × IO。
3
版本D 08/06
应用指南
C1
4.7 µF 400 V
C2
4.7 µF 400 V
RF1 10 Ω 1 W Fusible
L1 1 mH
R1
20.5 kΩ 1%
R2
100 Ω
D5 1N4937
C4
0.1 µF 100 V
116 T #34 AWG
EE13 LP = 2.55 mH
15 T #30 AWG TIW
3
4
1
5
T1
6
D6 11DQ06
C5 470 µF 10 V
85-265
VAC
U1
LinkSwitch
5.5 V, 500 mA
RTN
BR1
1 A, 600 V
PI-3476-032403
PERFORMANCE SUMMARY
Output Power: 2.75 W Efficiency: ≥72% No Load Consumption: 260 mW, 230 VAC 200 mW, 115 VAC
C3
0.22 µF 50 V
D
S
C
AN-35
3
图
3.
典型的
LinkSwitch
充电器原理举例
变压器圈数比由下式给出：
(5)
如果没有适用的估计值或测量值，变压器次级绕组的电 阻R
可以采用0.15 Ω的初始值。使用肖特基二极管时的
SEC
正向电压(V 向电压取1.1 V的数值。电缆电阻R
)取0.7 V的数值，而使用PN结二极管时正
DOUT
可以取0.3 Ω的初
CABLE
始值。
变压器设计的下一个步骤就是计算标称初级电感量LP。
LP的容差应该在 ± 1 0%以内( 以 满 足 峰值功率点 处 使 用 LNK501时±20%的CC容差以及使用LNK500时±25%的 CC容差)。LinkSwitch简单的反馈电路仅适用于非连续工
作模式。连续工作模式会引起控制环路的不稳定，因而 不建议使用。为实现正确的CC工作，LinkSwitch变压器的 设计必须保证在所有输入电压及负载条件下电源都工作于 非连续工作方式。
在峰值功率点，磁芯所处理的功率或者P 给出：
(6)
O(E FF)
可由下式
据手册中是以I2f系数来加以规定的，等于 的乘积， 且按照I 比为30%时控制极引脚的电流）的规定，I
的电流加以规定。通过对该系数在I
DCT
DCT
容差的影响
DCT
（占空
已经包括在内，不再需要单独考虑其影响。因而输出功 率的大小主要依赖于变压器初级电感量的容差 (低成本大 批量生产时的典型值为±10%)。
如上图所示，等效输出功率P
根据储存在变压器中
O(E FF)
的总能量加以计算，因而等于实际输出功率PO加上如 下所列的一些损耗。这些损耗包括：电缆损耗 的 功 率
P
、二极管损耗的功率P
CABLE
LinkSwitch控制引脚所需的功率)、变压器次级铜损P 变压器磁芯损耗P
(7)
(8)
(9)
(10)
(11)
CORE
。
、偏置功率损耗P
DIODE
BIAS
(驱动
S(CU)
及
LP为变压器初级电感量的 标称值，IP等于Link Swit ch的 I
参数，fS为开关频率。注意，IP和fS在LinkSwitch的数
LIM
4
版本D 08/06
R
为总的电缆直流阻抗，IO为额定的CC输出电流，
CABL E
V
为输出二极管的正向电压降，VOR为反射的输出电压，
DOUT
AN-35
PI-3148-081502
Flux Density (mT)
100
80
ŋ
Area compensated ŋ by ∆
L
term
250
330
Primary Inductance (%)
I
为次级RMS电流，RSE为输出绕组的直流阻抗，VE为
SEC(RMS)
磁芯等效体积，K 样，如果没有适用的估计值或测量值，R 的初 始 值 。使用肖特基二极管时的正向 电 压 ( V
0.7 V的数值，而使用PN结二极管时正向电压取1.1 V的
数值。R
VE和K
可以取0.3 Ω的初始值。I
CABLE
可以在铁氧体磁芯制造商的材料曲线上查询
COR E
得到。为查询K 续工作模式，交流磁通密度BAC等于BM：
为每单位体积磁芯的损耗。同以前一
CORE
可以采用0.15 Ω
SEC
等于4 x IO。
SEC(PEAK)
，需要知道磁芯磁通摆幅BM。在非连
CORE
DO UT
)取
应用指南
电流的函数。在峰值磁通密度位于3300 高斯至3500 高斯 (330 mT至350 mT)之间时建议的最小气隙长度为0.08 mm (3.2 密耳)。
使用很小的E型磁芯时次级圈数在次级绕组两端通常为每 伏特2至3圈(包括电缆、次级绕组和二极管的电压降)。 实际圈数都经过调整，以满足气隙尺寸和磁通 密 度 的 限定。
(12)
由于反激式变压器中磁芯的激励是非对称的，而磁芯损 耗曲线往往是假定激励为对称的，因而P 要除以二。
K
则可以从所用磁芯材料的磁芯损耗曲线上在LinkSwitch
CORE
开关频率点（典型值为42 kHz）处直接读取。BM可以采 用约3300 高斯(330 mT)的初始估计值。P 以采用0.1 W。
P
可从下式计算得到：
O(EFF)
(13)
这里的PO为负载端看到的输出功率。注意，磁芯损耗项除以 二，因为仅在关断期间传输至输出的能量才会造成磁芯损 耗，而这部分损耗需要在变压器初级电感量上加以补偿。
初级电感量的标称值L
(14)
使用数据手册中I2f系数的典型值来替代公式中的I2fS项， 这样即可确定在标称输出峰值功率点处所需要的标称初 级电感量。
如图4所示，随着磁通密度的增加，由于磁芯材料BH特 性的原因，电感量会略微下降。利用ΔL因子通过增加零
磁通密度时的电感量，可以对此感量降低的情 况 加 以 补偿。对于常用低成本的铁氧体材料，该因子的范围为 1至1.05之间。通过增加气隙尺寸、降低磁通密度或者使 用饱和磁通密度较高的铁氧体材料的方法可以减小这种 感量降低的影响。
影响变压器电感量容差的最重要因素在于变压器磁芯的气 隙长度。电感量还必须随温度的变化维持稳定，而且是
P(NOM)
可计算为：
的表达式中
CORE
的预估值可
CORE
一旦确定了预估次级圈数NS，即可算出初级圈数：
(15)
图
4.
使用很小的E型磁芯且气隙尺寸很小时电感量随磁通密度
的降低情况
至此，即可选择磁芯尺寸。适合于LinkSwitch设计的常用 磁芯尺寸包括EE13、EF12.6、EE16和EF16。已知所用的 磁芯和变压器圈数，则可利用磁芯等效截面积Ae (cm2)、 初级电感量(mH)和LinkSwitch峰值限流点I
LIM(MA X)
(A)计算
出磁芯的峰值磁通密度BP (高斯)：
(16)
BP应该在3000高斯至3500高斯（300 mT至350 mT）的
范围。
为了估算气隙长度Lg，必须计算出磁芯未开气隙时的相对磁 导率。利用磁芯参数Ae (cm2)、等效磁路长度Le (cm)及未开 气隙的等效电感量AL (nH/t2)可以计算出相对磁导率mr：
(17)
5
版本D 08/06
应用指南
AN-35
气隙长度Lg为变压器磁芯中心柱研 磨 以 后 的 空气间隙 的长度。研磨容差及AL的精度要求Lg有约0.08 mm的最 小限定要求。如果Lg小于此数值，则或者要 求 增 大 磁 芯尺寸(Ae)，或者增加NP的圈数。Lg (mm)可以利用初级圈 数NP、磁芯等效截面积Ae (cm2)、初级电感量LP (mH)、等 效磁路长度Le (cm)及相对磁导率mr计算得出：
(18)
变压器制造商所要求的未开气隙的等效电感量ALG (nH/t2)可 利用初级电感量LP (mH)和初级圈数NP计算得出：
(19)
箝位，偏置，旁路和反馈
由 R
F B
、 C
C L AM P
和 D
组 成 的 R C D 箝 位 ( 图 1 ) ， 将
C L AM P
LinkSwitch关断期间由变压器漏感引起的初级电压安全 地限定在低于LinkSwitch内部MOSFET的击穿电压B
VDSS
以下。前沿电压尖峰（ 由变压器的漏感引起）由RLF和
C
进行滤波，这样一来C
CLAMP
被有效地充电至变压器
CLAMP
反射电压的电压水平。
测得的次级二极管的正向电压降为0.7 V，次级绕组阻 抗为0.15 Ω，电缆阻抗为0.23 Ω。因此V
SEC
为：
(21)
利用V
可以计算出VOR的精确值为：
SEC
(22)
一个1%、0.25 W的RFB电阻将箝位电压转换为LinkSwitch的 偏置和控制电流。
反馈电压VFB可由VOR和漏感引起的误差电压V
LEA K
计算
出来。
3
反馈来自于变压器的反射电压，约等于变压器次级绕组输 出电压（图1中的V 响（漏感引起峰值充电），计算得到的VOR可能与C
）乘以变压器的变比。由于漏感的影
SEC
CLAMP
两 端实际测量得到的电压会有少许不同。由于LinkSwitch位 于直流总线的高压端，反射电压的信息只以LinkSwitch的 源极引脚作为参考，而不依赖于输入电压的高低。
反射电压直接由RFB转换为LinkSwitch控制引脚的电流， 用于占空比控制及偏置供电。控制引脚电容CCP提供旁路 滤波、控制环路补偿，并储存在开机和自动重启动期间 所需的能量。
反馈电阻
(RFB)
箝位和反馈电路的设计首先要考虑反射电压。以图3中的 原理图为例，如果初级圈数NP = 116，次级圈数NS = 15， 按照公式20可以计算出次级峰值电流。其中I
LinkSwitch限流点的典型值I
LIM(TYP)
。
PRI(PEA K)
等于
(20)
V
数值的变化依赖于漏感的大小、箝位电容的大小以
LEAK
及所使用的箝位二极管的类型。对于50 mH的漏感来讲， 可以采用5 V的初始预估值。
(23)
一旦制作完成了一个原型样板，VFB的数值可以通过在电 源输出达到峰值输出功率点时测量C
两端的电压直
CLA MP
接得到。测量时使用电池供电的数字电压表。这样可以 充分地对共模信号加以抑制，防止受开关波形的影响， 从而得到精确的结果。所测得的电压即为VFB。该电压减 去VOR后所得的数值即为V 数值。对于图3的设计，V
，可作为将来设计的预估
LEAK
的数值为5.6 V，所测得的
LEAK
VFB为56.7 V。
RFB的初始值可由反馈电压VFB、控制引脚电压V
C(ID CT)
和 LinkSwitch数据手册中规定的CC/CV转换点处的控制引脚 电流I
计算出来。
DCT
(24)
6
版本D 08/06
AN-35
V
Reduced RLF or increased leakage inductance
Peak Power Curve
Reference
Reduced R
LF
or increased leakage inductance
Auto-restart
V
I
I
Increased RLF or reduced leakage inductance
Peak Power Curve
Reference
Higher R
LF
or lower leakage inductance
Auto-restart
PI-2958-081602
V
I
Increased R
FB
Peak Power Curve
Reference
Increased RFB to adjust
for L
LEAK
Auto-restart
PI-2959-071902
图
5. R
或漏感的变化对输出特性的影响
LF
应用指南
选取最接近的标准数值电阻。可以调整电阻RFB以便调 整输出 电 压 的 中 心值。在图3的例子当中RFB (R1)使用
20.5 kΩ的数值，在额定输出电流IO点处输出电压VO的中 心值接近5.5 V。
值得注意的是RFB的功率消耗，它在LinkSwitch的待机功率 中所占比重很大，因而要加以计算：
(25)
对于那些不需要满足严格待机功耗要求的应用，也可以使 用较高的VOR。此时也提高了LinkSwitch的输出功率能力。
箝位二极管
二极管D
(D
CLAMP
)
CLAMP
应为击穿电压至少为600 V的超快速或快速
图
6.
漏感很高时增大
R
会引起空载电压和空载功耗的增大
FB
恢复二极管。通常快速恢复时间的二极管成本稍低些，同 时可以降低EMI，因此建议最好使用快速二极管。
在CV工作区域，增大RLF也就增大了平均输出电压，从而
注意，不要使用正常恢复时间的二极管 (1N400X或者类似 型号)，它们会引起额外的漏极电压震荡。
箝位电阻
(RLF)
RLF可以有效滤除反射电压波形上的漏感尖峰，其数值必 须通过实验的方法反复进行调整确认。RLF对图5所示的 CV和CC曲线的平均值和斜率都有直接的影响，因而可以
用于将输出特性调整至某个范围。
降低了CV工作区域的斜率 (输出电压随输出电流变化的 情况 ) 。 在CC工作区域，增大RLF会使 得 平 均输出电流 更低，从而导致向内稍微“弯曲”的恒流曲线 （ 回 滞 特性）。
空载时，增大RLF后由于初级漏感被更加 有效地滤波， 因而空载电压会略微升高，但次级漏感引起的峰值充电 不变。尽管空载电压有少许增加，但对空载功率消耗的 影响很小。
7
版本D 08/06
应用指南
2 x 1N4001
R
CABLE
R
LOAD
R
INT_RES
10,000 µF
R
CABLE
= 0.23 Ω
R
INT_RES
= 0.5 Ω
R
LOAD
= 11 Ω
PI-2975-072402
AN-35
3
图
7.
电池负载模型举例 (数值对应于典型的
电器
)
3 W、5.5 V
电池充
在漏感很高的设计当中，可以增加RFB的数值以提高整个 输出电压（图6）。可是这样也会增大空载电压，并因此 而增大空载功率消耗。
为得到RLF的数值：
• 使用100 Ω的典型初始值，变压器使用标称电感量。
• 检查曲线的CC部分，调整RLF的数值，直到得到近似
垂直的CC曲线 (起始CC点的电流和结束点的CC电流 近似相等)。
• 检查曲线的CV部分。
- 电压微调时，可改变RFB的数值。
箝位电容
使用很小的箝位电容C 用较大数值C
C
CLAMP
因此，在选择C
(C
)
CLAMP
时，输出电压会略微升高。使
CLAMP
时，输出电压会稍稍降低。继续增加
CLA MP
将不会引起输出电压的进一步变化。
时要采用实验的方法，使用最小数值
CLAMP
的电容，保证在使用比其更大一点的电容时输出电压不会 发生明显的变化。对于大多数的设计，使用100 nF的典 型值，元件的容差对输出电压的影响可以忽略 不 计 。 该电容的额定耐压应高于VOR，一般都采用100 V耐压的 电容。
C
的数值必须随温度及工作电压的变化维持稳定。
CLA MP
最好选择金属塑料薄膜电容，因为耐压较高、使用稳定介 质（比如NPO或COG）的陶瓷电容价格较高。而低成本的 陶瓷电容（比如Z5U介质）随电压和温度的变化其数值变 化很大，由于它们会引起输出振荡，因而应避免使用。
8
版本D 08/06
控制引脚电容
(CCP)
CCP设定了自动重启动的周期，同时也设定了开机的时
间，进而防止在电源上电后，输出电压达到稳定之前电 源进入自动重启动状态。如果负载为电池则使用0.22 mF 的典型数值。但如果要求电源在阻性负载或恒 流 负 载 （比如实验室用的电子负载）下也能在峰值输出功率点启 动，则该电容要增加到1 mF。这样可以保证上电期间有足 够的时间使得输出电压达到稳压值。该电容的类型不是很 重要。或者可以使用一个小的陶瓷电容，或者可以使用耐 压为10 V或更高的电解电容。
输出整流及滤波
(D
OUT
, C
OUT
)
输出二极管应具有足够高的反向峰值电压(PIV)额定值。 可以采用PN结或肖特基二极管。肖特基二极管可以得到 较高的效率且电源的CC输出特性线性度很好，但成本较 高。也可使用快速或超快速PN结二极管，最好使用超快 速（trr约50 ns）二极管，因其CC线性度接近肖特基二极 管的输出特性。
(26)
输出二极管的 耐 压 额 定 值 可 以 使 用 公 式 2 6 计 算 出 来 。
V
为直流总线电压的最大值(对应宽电压或230 VAC
DC(MAX)
单电压输入，该数值为375 V；对于仅有115 VAC输入的 设计，其数值为187 V)。输出电压VO乘以1.5以考虑到空 载时输出电压的增加。输出二极管电流额定的初始最佳 预估值为2 × IO。
输出二极管可以位于次级绕组的高压端，也可以位于低 压端。但位于低压端时，如果适当地对变压器结构加以 调整，电源的传导EMI较低。
对于电池充电器的应用，可以大大降低输出电容C
OUT
的大 小和成本。在给完全放电的电池充电期间，仅在很短的 时间以内才有很高的纹波电流流经C
C
电容的纹波电流额定值加以考虑，所使用的电容应确
OUT
。设计者必须对
OUT
保在短时间内纹波电流可以超过其额定值，而不会严重影 响其使用寿命。当电池充电接近完成时，LinkSwitch电路 会转换至CV工作模式，此时电容的纹波电流要小很多。
对于以稳定的额定负载电流工作的适配器应用，C
OUT
应使用
低ESR类型的电容，并相应地选取纹波电流的额定值。
AN-35
PI-2961-073102
V
I
Increasing cable
resistance
Peak Power Curve
Reference
Increased output cable resistance
Auto-restart
PI-2962-072202
图
8.
不均匀的磁芯气隙会使得曲线CC部分非线性，应避免气隙
不均匀
图
9.
输出电缆阻抗增大对输出特性的影响
应用指南
电池充电器的设计当中，通常不需要附加的L-C输出级 （π型滤波器）来降低开关噪声。电池本身将会对开关噪声
二极管D1至D4的耐压应为400 V或更高。使用标准恢复 类型的二极管以降低EMI。
和输出纹波加以滤波。但是，如果负载为阻性负载，则需要 该级滤波电路，以满足输出纹波和噪声要求。在设计期间对 电池充电器进行评估时，可以使用图7所示的类似电路来模 拟电池负载，该电路为电池及输出电缆的电路模型。
C1和C2的总容量对于宽电压输入的设计应满足3 mF／瓦特 (按输出功率计算)，这样才能保证输出电压纹波在可以接受
的范围。对高输入电压的单电压（185 VAC至265 VAC）应 用，此建议值可以降低到1 mF/W，但必须确认电容的纹波
桥式整流、能量储存及
图1所示为一个低成本设计中的典型输入级电路。D1-D4 对通用AC输入电压进行整流。C1和C2提供能量存储、
EMI
滤波器
电流额定值及差模输入电压瞬态特性能够满足使用要求。
L1只对低频成份有效，典型值范围为680 mH至2.2 mH。 额定电流值约为80 mA的RMS电流数值。
滤波及EMI滤波器功能。RF1降低了浪涌电流和EMI，同 时在任何初级元件短路失效时，该元件会象保险丝一样
提示与技巧
安全地开路断开。
变压器结构
传导EMI滤波器由两级差模电路构成。RF1和C1构成了第 一级差模滤波。第二级差模滤波器由L1和C2构成。
在设定峰值输出功率时初级电感量很关键。该参数的容 差必须很好地加以控制。若满足峰值功率点处±20%或
RF1应采用10 Ω的低成本的绕线可熔断电阻或者直接放一 个保险丝。最好采用电阻而不是保险丝，因为电阻同时还
±25%的CC容差 (分别对应LNK501和LNK500器件)，初级 电感量的容差范围应为±10%或更高。
可以用来限制冲击电流，防止输入电压的瞬态改变，并有 助于雷击实验 (差模或常态模式测试)。在电压瞬态改变 及浪涌测试时，较低数值的电阻会增大其功率消耗 (V2/R 计算得出的功率)。而较高数值的电阻在稳态工作时功耗 较大(I2R)，并因此而使电源的整体效率变低。避免使用 金属膜电阻，因其承受瞬态功率的能力不够高，在输入 电压瞬变及浪涌冲击电流太大时电阻会永久性损坏而需 要对电源进行维修更换。
为满足某些安规认证机构的要求，RF1在发生故障而开路 时不允许冒烟、起火或有任何炽热材料产生，因其可能对 初次级之间的绝缘层造成损害。关于具体的要求及指导请 咨询安规工程师或当地的安规认证机构。
未开气隙磁芯的磁导率的容差限制了中心柱开气隙的最 小气隙尺寸。对于一个EE13的磁芯，为保证初级电感量 ±10%的容差，可行的最小中心柱气隙尺寸约为0.08 mm。 该数值对于不同的磁芯供应商会有所变化，因而在提交 设计之前必须对此加以验证。
可以采用其它开气隙的方法来达到更加严格的容差，但可 能不是所有的厂家都支持这样的开气隙技术。因而需要与 选定的磁芯供应商进行确认。在磁芯的三个柱使用薄膜 材料加以隔离的薄膜开气隙方法可以得到更好的机械容 差精度，进而提高整个变压器初级电感量精度。在使用
0.05 mm气隙时，电感量的容差可以达到±7%。由于磁芯
9
版本D 08/06
应用指南
PI-3227-082202
Output Current (mA)
15
9
12
84 120
Output Voltage (V)
No pre-load 1 mA pre-load 2 mA pre-load
AN-35
边柱上也有气隙，引起的磁通辐射会耦合到输入滤波器的 元件，因而其传导EMI结果会比预想的要差。如有必要， 可以在变压器磁芯的外面增加一圈短接的铜片来防止此现 象的发生，该铜片也称为“腹带”。
磁芯气隙应保证均匀一致。不均匀的磁芯气隙 (见图8)， 特别是气隙尺寸很小时，会使得初级电感量随磁通密度 的改变而改变 (局部饱和)，因而引起曲线恒流区域的非 线性。为了验证气隙的均匀程度，建议使用DC供电方式 检测初级的开关电流波形。电流的斜率为di/dt = V/L，在 MOSFET导通时间内该斜率应维持不变。斜坡电流斜率的 任何变化都表明所开气隙不均匀。
验证非连续工作方式
可以使用公式27来验证设计在最差情况下是否维持非连 续导通方式：
(27)
其中，I 的输出电流(A)，f
L
P(MA X)
为最大CC容差情况下（通常为I
O(MAX)
为LinkSwitch的最大开关频率(Hz)，
S(MAX)
O(NOM)
+ 20%）
是最大容差情况下的初级电感量(H)，D为最低输 入电 压时电源的占空 比(通常在85 VAC输入 时为0.3， 在195 VAC 输入时为0.13 )，而V
为最低交流输入
DC( MIN)
电压 时 D C 电 压 的 最小 值 (通 常在 8 5 VAC 输入 时 为 100 VDC，在195 VAC输入时为230 VDC)。
空载功耗的降低
影响空载或待机功耗的主要因素为P P
(公式9和公式28)。如果空载功耗太高，可以重新设
C(LOSS)
和容性的开关损耗
BIAS
计一个VOR较低的变压器。
一般来讲，器件和变压器总的寄生电容为25 pF至30 pF， 在输入电压的增高时会引起开关损耗的增加，因而对待 机或空载功耗的影响很大。
(28)
对于宽电压输入或者230 VAC单电压输入应用，V
MAX
的典 型值为340 V。在轻载或空载情况下fS为30 kHz。寄生电容 损耗P
一般为40 mW至100 mW。在计算LP时不包含
C(LOSS)
此部分的损耗，因为磁芯不会处理这部分功率。
为了降低变压器的电容，初级绕组要使用双层涂层的漆 包线。不要使用真空浸漆，因为清漆相当于一种电介质， 会增加绕组的匝间电容。普通浸漆不会引起这样的问题。
输出二极管两端使用的RC缓冲电路同样会引起空载功耗 的增加。如有必要，可以减小所用电容的容量。如果使 用超快速的二极管，可以尝试使用一个快速的二极管， 这样就有可能去掉缓冲电路。
3
输出电缆的影响
至此，我们已经讨论了漏感、RLF、RFB和C 影响。但是，在使用LinkSwitch进行设计时，还有其它一 些参数需要加以考虑。
如果输出电缆所用导线的线径减小，则电缆阻抗两端的 电压降会增加。在负载端就会呈现很差的CV工作特性， 而且效率也较低。同时对于相同的输出电流而言也会得 到不同的CV/CC转换点(见图9)。要确保输出电缆的压降 或者输出电缆的阻抗在可接受的范围内。
使用假负载降低空载电压
在很轻的负载情 况下(约小于5 mA)， 输出电压由 于次 级的峰值充电作用而升高。通过增加一个小的假负载电阻 的方法可以使该电压明显地降低。图10所示为在一个9 V 输出的设计中分别使用1 mA和2 mA假负载对输出电压的 影响，可以看到空载电压降低了1.3 V。如此小的假负载对 空载功率消耗的影响很小 (约10 mW至20 mW)。
CLA MP
大小的
图
10.
很小的假负载可以极大地降低空载电压
示波器的正确连接方法
为防止额外增加的示波器探头电容触发LinkSwitch的限流 点，不要将示波器的地连接到源极引脚。测量源极至漏 极的电压时应按图11所示连接示波器。由于示波器是以 DC总线作为参考的，因而需要使用隔离变压器将电源与 交流输入加以隔离。
10
版本D 08/06
AN-35
PI-3164-090402
LinkSwitch
V
OUT
RTN
SD
C
C1
C3
C2
U1
R4
R3
VR1
R1
R
FB
2
R1 = R2 =
D1
R2
PI-3222-082202
U1
应用指南
利用光耦器改善CV精度
图12所示的原理图为一个在次级使用电压参考及光耦器来 改善整个负载范围内的CV精度的例子。VR1、U1和R3两 端的压降（检测电压）设定了标称的输出电压。反馈电阻
RFB分为两个，构成了一个分压器对光耦器镜像三极管两
端的电压加以限制。因而光耦器可以有效地调整电阻分压 器的比例来控制R2两端的直流电压及流入控制极引脚的电 流。对于输出精度小于等于±5%的设计，VR1要使用一个 电压参考IC (TL431)来替代。
使用光耦器工作的详细介绍请参看LinkSwitch数据手册。
单点故障测试
LinkSwitch电路对于单点故障测试只需进行很少的考量。 将RLF、D
CLA MP或RFB
开路可以断开反馈环路，从而使得
LinkSwitch进入自动重启动工作状态。此时，次级输出电 压会升高，但输出功率会被限制在标称输出功率约8％ 的水平。这样可以防止输出电容发生严重失效。如有需 要，可在输出端增加一个0.5 W的稳压管来对此升高的电 压加以箝位。稳压管的电压应高于空载情况下电源标称 的最高输出电压。CCP电容开路或者短路都可以安全地使 LinkSwitch停止工作。
但是，在C
开路时LinkSwitch不会进入自动重启动工作
CLAMP
方式。此时输出电压会升高到不可接受的水平，从而引起 输出电容的损坏。在电源输出满载功率时，输出箝位Y要 求稳压管的功率额定值要等于或高于标称输出功率。
再 使 用 一 个 电 容 与 C
C
开路时，第二个电容可以作为C
CLAMP
并 联 可 以 解 决 此 问 题 。 当
C L AM P
来使用。第二
CLAMP
个电容可以使用数值很小的陶瓷电容(0.01 mF)，因为在正 常工作情况下C
起主要作用。
CLAMP
图
11.
测量开关波形时示波器正确的连接方法
图
12.
使用光耦器反馈的电源原理草图
11
版本D 08/06
应用指南
AN-35
3
附录A–LinkSwitch
LNK500/501
输出特性的容差
器件容差及外部电路的容差决定了整个LinkSwitch电源 输出特性的容差。对于一个典型的设计，在峰值功率点 处电压的容差范围为±10%，而电流的容差范围为±20% (LNK501)或±25%(LNK500)。此为估计的整个容差变化 范围，包括大批量生产中LinkSwitch、变压器容差及输入 电压变化的影响。
附录中所给出的表达式用于对图3所示的LNK501电路在大 批量生产时预计电路变化的计算。
此分析同样适用于LNK500的设计。唯一不同的是较宽的
I2f容差范围 (LNK500为±12%，而LNK501为±6%)，相应 地，需要将ΔI/ΔV增加至±3%。
恒流限制
在进入恒流工作之前的峰值功率点处，变压器传输最大的 功率。由于LinkSwitch设计工作于非连续工作方式，传输 的功率由表达式P=1/2LI2f给出。其中，L为初级电感量， I为初级峰值电流，f为开关频率。
为简化分析，数据手册中的参数表中对I2f系数进行了规定。 该参数为限流点的平方与开关频率的乘积，其数值对应 于反馈参数I 电源峰值功率点变化的计算，说明了仅由LinkSwitch器件 对其造成的影响。
表A1对其它的一些变化进行了总结，即包括随机变化（单台 电源之间）或与统计方面无关的变化，也包括一些确定性 的偏差和变化（测试单台电源时所表现出来的变化）。随 机变化采用和的平方根的方法来计入误差变化中，而偏差 则采用直接加法计入的方法。另外一列(ΔI/ΔV)与和I2f及LP 相对应的参数项包括输出电流随输出电压的变化所造成 的影响。这一点必须加以考虑，因为CV曲线的斜率不会 是零。因此，作为例子，如果峰值功率增加，进一步增 加输出电流时，在峰值功率点的电压会更低些。
表A1中±19.7%的数值为CC区域考虑全部因素后的容差 变化范围。
容差分析
。这样，就给出了一个单一参数项，用于
DCT
变量 偏差 随机
初级 电感量
I2f - +6% +1.5% +7.5%
输入 线电压
CC 线性度 - +2% - +2%
TJ (25-65 °C)
总计 +4.7% +15% +19.7%
表
A1. CC
容差的原因
特别需要注意的是，恒流线性度（恒流特性的垂直度） ±2%的数值仅仅适用于输出功率接近3 W、初级电感量约 为3 mH的设计。这是由于内部电路在输入电压改变时对 漏极电流的di/dt变化进行了补偿。这种补偿是针对85 VAC 至265 VAC输入电压范围、电感量为3 mH时的条件进行 恰当补偿的。在较低功率的设计当中，初级电感量也会低 些，从而导致的误差增加了CC曲线的非线性度。
输出二极管的选择同样会影响CC线性度。表A1中所示的 数值是基于肖特基二极管的应用情况。PN结二极管较慢 的反向恢复时间会引起CC特性随着输出电压的下降向外 弯曲。
峰值功率点处的恒压工作
CV工作期间，根据C 通过调整占空比对输出特性进行控制。由很多参数会决 定实际的输出电压值，进而影响峰值功率点处的输出电 压容差。其中一些需要考虑的关键参数有：
• 由于输入电压的变化所引起的RFB中电流的变化
• 控制引脚电压- V
• 输出二极管正向压降- V
• 由于在30%占空比时控制引脚电压的容差所引起的
RFB中电流的变化(I
• 反馈电阻容差- Δ%
依次检查上述的每个关键参数。
当输入电压改变时输出电压的变化最严重。
- +10% +2.5% +12.5%
+3.2% +3% - +3%
+1.5% - - -
CLAMP
C(IDCT)
DCT
RFB
ΔI/Δ
电容（图1）两端的电压VFB，
DOUT
)
I
随机
+ ΔI/ΔI
偏差
+
随机
12
版本D 08/06
AN-35
I
决定了RFB两端的电压，对应于低输入电压时30%占空
DCT
比的情况。输入电压较高时，控制引脚电流增加，RFB两 端电压也会增大。RFB两端的电压变化ΔV 空比的变化ΔDC、相应的控制引脚电流的变化ΔICC(mA)及
RFB的电阻值(kΩ)。在LinkSwitch的数据手册中可以找到占 空比变化与控制引脚电流变化之间的关系曲线。
(A1)
FB(LINE )
依赖于占
应用指南
以VFB两端电压的百分比表示，则变化量为：
(A6)
则总体变化量可使用下式加以估算：
(A7)
对于一个宽电压输入的设计，输入电压从低到高改变时 对应的占空比变化ΔDC通常为0.2 (单电压输入的设计占 空比 变化为0.09 ) ，相应的控制 引脚电流的变化通 常为
0.15 mA。
为得到电源输出的改变量，ΔV
的数值应以VFB百分
RFB(LINE)
比的形式来表示。对应输入电压变化（在峰值功率点） 的表达式因此可以表示为：
(A2)
85 VAC输入时、占空比为30%的典型设计在峰值功率点
处的控制引脚电压V
对应于电流等于I
C(IDCT)
。此参数的
DCT
容差包括温度的改变，可以在数据手册中直接得到。由 于输出电压实际上直接由VFB加以控制，V
C(IDCT)
的变化可
以VFB的百分比来表示。该表达式可以表示为：
(A3)
输出二极管正向压降随温度的任何变化都会引起输出电压 的变化。VO的百分比表达式为：
(A4)
一般地，使用PN结二极管时，+50 °C温度变化的二极管 正向电压变化量为+0.1 V，而对应肖特基二极管，对应 的变化量为+0.025 V。考虑到器件之间的差异，具体数 值请咨询二极管生产商。
以图3所示的设计为例：
(A8)
(A9)
(A10)
(A11)
(A12)
(A13)
R1 (RFB)的容差为1%。
(A14)
由输入电压的变化及输出二极管正向电压随温度的变化所 引起的确定性的变化量，再加上独立电路及器件改变量根 据统计而得出的和的平方根即为总的容差。
在公式A14中，Δ%
的输入电压项(±2.9%)表示输入电
LINE
压在175 VAC±90 VAC范围内改变时相应的输出电压改 变量。175 VAC对应于规定的85 VAC至265 VAC电压范围 的中心点电压。
由于在占空比30%时控制引脚电流存在容差，所引起的 任何流经RFB电流I 由于I
(mA)容差所引起的RFB(kΩ)两端电压的变化可以
DCT
的变化都会引起输出电压的改变。
DCT
表示为：
(A5)
同样，如果以85 VAC作为输入电压的起始参考电压，则当 输入电压增大至265 VAC时输出电压会增大+5.8% (2.9%的 两倍)。
上面的分析是针对一个具体的例子进行的。类似二极管的 选择、温度范围及输出电压这些因素都可能导致更大的容
13
版本D 08/06
应用指南
AN-35
3
差出现。但是，在大多数情况下，设计者都可以保证整个 容差在小于±10%的范围。
注意，除了RFB和V
之外，在前面所述的CC容差分
C(I DCT)
析当中都已经讨论了以上所有的容差影响。由于RFB和
V
为电源单体之间的容差，因而它们对整个误差的影
C(IDCT)
响很小 (在总的电源单体误差中小于0.1%)。
低于峰值功率点的恒压工作
随着输出负载从峰值功率点的降低，由于与负载端相比 存在跟踪误差，输出电压往往会增高。产生这一现象的 原因包括输出电缆压降、输出二极管正向电压及漏感。 其中漏感起主导作用。
当负载减轻时，初级的峰值工作电流也减小，漏感的能 量也随之降低，因而降低了对C
的峰值充电。对应
CLA MP
50 mH的初级漏感，负载从满载至空载改变时输出电压一 般会上升40%。
附录
在低压端使用
B:
LNK520
的器件时
需要考虑的LinkSwitch问题
介绍
LNK500/501和LNK520的不同之处在于LinkSwitch器件在电 路当中的位置。LNK500/501设计用于高压端的工作方式， 而LNK520设计用于低压端的工作方式并使用偏置绕组。 在低压端的应用当中，由于器件的源极与“安静”的初 级返回端相连，因而降低了共模EMI。这样可以避免由于 PCB布局的改变所引起的EMI性能的不稳定，并且可以将 连接至源极的PCB板面积最大化，以便作为器件的散热片 加以利用而不会带来EMI问题。此外，LNK520的开关特性 已经进行了优化，可以将辐射EMI降低5 dB之多。表B2中 所示为这两个系列产品的对比总结。
LNK520
设计速成
图B1所示为生成一个原始的LinkSwitch LNK520设计所 需的关键参数和元件。可能使用的初始预估值可以如下 所示的参数作为参考：
1) 假设VOR等于50 V。由于初级寄生电容的存在，待 机损耗随VOR的增加而增大（见公式28）
2) 假设V
等于15 V至25 V。CC精度可以得到改
BIAS
善，但随偏置电压的增高待机损耗会增大。
3) 根据公式5确定变压器的圈数比。如果没有合适的 预估值或测量值可供选择，则使用肖特基二极管时 假定等于0.7 V，使用PN结二极管时使用1.1 V的
V
DOUT
I
SEC(RMS)
数值。R
等于2 × IO，而I
等于0.3 Ω，R
CABLE
SEC(PEAK)
等于0.15 Ω，
SEC
等于4 × IO。其中
IO为所要求的CC输出电流，VO为CV/CC转换点
处所要求的输出电压。
4) 根据公式13计算P
O(EFF)。PCORE
的初始预估值可以
使用0.1 W。
5) 根据公式14计算LP，并根据公式15、16、17、 18和19计算变压器的其它参数。将公式14计算 出的数值增加4%。
6) 由公式B3、B4、B5、B6和B7计算反馈电阻R
FB
的大小。该电阻应采用1/4 W、1%的电阻。
7) 偏置绕组电容C
8) R
R
为100 Ω的1/4 W电阻。使用尽量大的
CLAMP2
电阻及尽量小的C
CLAMP1
输出功率最大及输入电压最高时的VDS < BV
为1.0 mF、50 V的铝电解电容。
BIAS
电容，保证在峰值
CLAMP
DSS
。
9) 如果变压器的漏感较高，RLF使用200 Ω的电阻。 漏感较低的变压器则使用15 Ω的RLF电阻。
10) 对于电池负载，控制引脚电容CCP使用0.22 mF、 10 V的电容。对于阻性负载则使用1 mF、10 V的
电容。
11) 选择输入和输出元件。见图B1及相关部分的介绍。
12) 制作原型样板。
13) 反复调整设计(参见提示与技巧部分的介绍)。
14
版本D 08/06
表
B1. LNK520
设计速成
AN-35
PI-3699-021904
R
CLAMP1
100 kΩ-
500 kΩ
1/4 W
R
LF
0-300 Ω
RF1
8.2 Ω 2 W
U1
LNK520
R
CABLE
0.2 Ω/
0.3 Ω
R
PRELOAD
(Optional)
C
BIAS
1 µF 50 V
C1+C2
3 µF/W
or 1 µF/W
D
OUT
0.7 V / 1.1 V
R
SNUB
10-100 Ω
C
SNUB
10-100 pF
(Optional)
C
OUT
D1-D4
1N4005
1 A, 600 V
R
FB
I
DCT
L
P
N
B
AC
Input
LinkSwitch
L1
680 µH - 2.2 mH
≥80 mA RMS
L
N
D
CLAMP
1N4007GP
R
CLAMP2
100 Ω
C
CP
220 nF/1 µF
C
CLAMP
100-2000 pF
500 V
D
BIAS
1N4937
V
BIAS
V
FB
V
LEAK
R
SEC
0.1 Ω/
0.15 Ω
+
+
+
V
DBIAS
+
V
DS
+
+
Load
V
O
+
V
RCABLE
V
DOUT
V
RSEC
V
SEC
+
V
OR
N
P:NS
I
SEC(RMS)
2 x I
O
I
SEC(PEAK)
4 x I
O
+
+
+
~
~
~
~
D
S
C
应用指南
图
B1. 初始LinkSwitch LNK520
产品
考量
总结
表2. LNK500/501与LNK520
设计的关键参数
LNK500/501 LNK520
• 最低成本的CV/CC解决方案
• 源极为开关节点 – 电路结构简单且元件数
目少
• 开关速度很快，减小了损耗从而得到最佳 的效率
• 源极PCB板的散热铺铜连接至开关节点 – 铺铜面积应尽量减小以便降低噪声
• 无需偏置绕组 – 电路结构最简单
• 特别适合于系统本身已经具备了EMI屏蔽或
滤波器的线性替代的应用
建议LNK500/501用于已经具有EMI滤波器的 较大系统且对成本比较敏感的应用(比如“白 色”产品)。
的比较
• 很低成本的CV/CC解决方案
• 源极连接至安静的低压初级返回端 – 易于
布局且噪声低（仅用于低压端的电路结构）
• 开关速度进行了优化 – 将辐射EMI降低了 5 dBmV（图B2）
• 源极PCB板的散热铺铜连接至初级返回端 –
为得到更高的输出功率，其面积可以扩大而 不会产生噪声（仅用于低压端的电路结构）
• 要求使用偏置绕组 – 允许使用较高的V 以增加输出功率的能力（仅用于低压端的 电路结构）
• 适用于没有额外滤波器或屏蔽的系统
建议LNK520即可用于单独的充电器或适配 器应用，也可用于有EMI要求的较大的系统
(比如应急灯)。
OR
15
版本D 08/06
应用指南
-20
-10
0
10
20
30
40
50
60
70
80
30.0 100.0 200.0
Frequency (MHz)
Amplitude (dBµV)
PI-3733-021904
AV: LNK500
AV: LNK520
QP: LNK500
QP: LNK520
PI-3723-120203
R1
390 kΩ
1/4 W
R3
15 Ω
J1
RF1
8.2 Ω 2 W
U1
LNK520P
C5
220 nF
C6
330 µF
16 V
C3 1 µF 50 V
C1
4.7 µF 400 V
D7
11DQ06
D1
1N4005
D3
1N4005
R4
6.81 k
1%, 1/4 W
1 7
6
8T
26T
100T
5
2
RTN
5.5 V, 500 mA
85 - 265
VAC
LinkSwitch
L1
1 mH
0.15 A
L
N
T1
EE16
LP = 2.52 mH
D5
1N4007GP
C2
4.7 µF 400 V
R2
100 Ω
C4
330 pF
1 kV
4
D6B
1N4937
D2
1N4005
D4
1N4005
D
S
C
图
B2. LNK520和LNK500辐射EMI
降低约
5 dbmV
的性能比较
AN-35
求增加初级侧的偏置绕组及滤波元件来进行输出电压的 检测。选择偏置 绕 组 的 圈数(NB)，使得在标称 的 恒 压 (CV)峰值功率点处，偏置绕组输出电压维持在约20 V的 水平。
由于变压器结构的不同，次级和偏置绕组之间的漏感存 在不平衡的现象，因此需要对偏置电压和滤波元件进行 调整，对此加以补偿。在低压端电路结构中箝位和反馈 元件的选择请参看如下章节的介绍。为降低空载输出电 压，在输出端有必要加几个毫安的假负载。
变压器设计
LNK520设计指南是建立在如下例外条件的：
3
范围
本附录用于帮助工程师使用LNK520器件设计一个AC-DC 反激式电源，并对前面已经介绍的内容加以扩充。除非 特别申明，否则使用LNK520的设计与使用LNK500的设 计相一致。
对于希望尽快产生一个设计的读者，设计速成部分提供了 足够的信息用于生成一个初始的原型设计。
CV/CC
电路设计
图B3所示的LNK520电路为一个CV/CC充电器的例子， 用于说明LNK520电源的设计方法。低压端的电路结构要
1) VOR的范围为40 V至80 V。
2) 为了使输出峰值功率点随温度的变化仍然位于中心位 置，在85 VAC时计算得出的LP数值增加+4%，而将 195 VAC计算得出的LP数值减小-3%。
3) 初级电感量(LP)的容差应在±7.5%范围内 (以便满足 LNK501±20%的CC容差，LNK520±24%的CC容差)。
4) 次级绕组两端使用每伏特1到3圈的次级圈数初始值。 根据公 式 B1 ， 使用2 0 V的 偏 置电压 初 始预 估 值及
V
SEC(EST)
= VO+V
计算偏置绕组的圈数，取最接近的
DOUT
整数值。
(B1)
图
B3. 使用LNK520
16
版本D 08/06
的典型
LinkSwitch
充电器原理图举例
AN-35
使用图B3的设计作为例子：
(B2)
应用指南
(B4)
电压V
可以用于计算出V
SEC
的精确数值：
BIAS
箝位、偏置、旁路和反馈
由R
CLAM P1、CCLAM P和DCLAM P、RCLAM P2
（图B1）所组成的
RCD箝位网络安全地将LinkSwitch最大漏极电压限制在低
于BV
反馈来自于偏置绕组的电压(V 于次级绕组电压(V
(NB:NS)。由于漏感(V
的水平。
DSS
)。偏置绕组的电压近似
BIAS
)乘以偏置绕组与次级绕组的圈数比
SEC
)的影响，实际的V
LEAK
可能会与
SEC
计算值稍有不同，从而引起输出电压的误差。为了降低这 种影响，偏置电压通常会比输出电压高 (受空载功耗所限 制)，RLF与C
可以对漏感产生的电压尖峰进行滤波。
BIAS
偏置电压由RFB转换成LinkSwitch的控制引脚电流，用于 占空比控制及偏置供电。控制引脚电容CCP用于去耦、 控制环路的补偿及在上电和自动重启动期间所需的能量 的储存。
D
的位置既可以在偏置绕组的正端，也可以在偏置绕组
BIAS
的返回端。其位置依赖于偏置绕组在初级侧作为磁芯抵消 绕组的绕制方法。如果在初级和次级绕组之间使用了屏蔽 绕组，则类似的考量也适用于D
OUT
。
(B5)
电阻RFB为1%、0.25 W的电阻。将偏置电压转换为LinkSwitch 的偏置供电和控制电流。
反馈电压VFB可由V
、漏感引起的误差V
BIAS
LEAK及DBIAS
两端
的压降计算得出。
V
的数值随漏感大小、滤波器电阻RLF的大小及D
LEAK
向压降的变化而变化。对于首个原型样机，V 0 V至2 V之间的数值，而V
可以采用1 V的数值。
DBIAS
LEAK
正
BIAS
可以采
(B6)
一旦原型机制作完成，可以在电源的峰值功率点处使用 数字电压表测量C 数值。从VFB的数值里减去V
两端的电压，从而直接得到VFB的
BIA S
BIAS和VDBIAS
，即可确定V
LEAK
的 大小，作为将来新设计的预估值。对于图B3所示的设计， 测得的VFB为20.7 V，因此V
为0.2 V。
LEAK
反馈电阻
(RFB)
为计算反馈电阻的数值，必须先确定反馈电压。使用图 B3所示的原理图作为例子。对于初级圈数NP = 100，次级 圈数NS = 8的设计，峰值次级电流可由公式B3计算出来， 其中I
等于LinkSwitch限流点的典型值I
PRI(PEAK)
LIM(TYP)
。
(B3)
测得 次级二极管的峰值 电 压为0.7 V，次级绕组 阻抗为
0.1 Ω，电缆阻抗为0.2 Ω。因此V
可以确定为：
SEC
RFB的初始值可由VFB、LinkSwitch数据手册中规定的控制 引脚电压V
C(IDCT)
及电流I
计算得出。
DCT
(B7)
选择最接近的标准数值来调整输出电压的中心值。图B3的 例子中使用6.81 kΩ的RFB来调整峰值功率点处的输出电压 中心值。
注意，在计算空载功耗时应考虑RFB的功率消耗。
(B8)
17
版本D 08/06
应用指南
AN-35
偏置滤波器电阻
(RLF)
和电容
(C
BIAS
)
LNK520设计指南是建立在如下的例外条件：
1) 偏置绕组串联电阻RLF的数值介于0 Ω至300 Ω之间，
具体大小取决于变压器的漏感特性。需要较大数值的 电阻来滤除偏置 绕组上的漏 感尖峰，但这样会降低 CV区域的曲线斜率。增大RLF会引起自动重启动和“放 电电池”最低启动电压的降低。
2) C
电容为1 mF、50 V的铝电解电容。其耐压额定值满
BIAS
足偏置绕组两端出现的20-30 V最大值的要求。同时，该 电容与RLF构成一个等效滤波器来对偏置绕组的漏感电 压尖峰进行滤波，进而改善CV/CC性能。
3) D
可以采用一个耐压额定合适的单个二极管，比如
BIAS
1N4148或者BAV20。为了降低辐射EMI，可以考虑使
用速度较慢的二极管，比如1N4937。同时，慢速二极 管还可以改善稳压精度。
初级箝位电阻 电容
(C
CLAMP
) *
(R
CLAMP1
, R
CLAMP2
、二极管
)
(D
CLAMP
)和
提示与技巧
使用光耦器改善CV容差
可以增加一个次级的电压参考及光耦器来减小整个输出 负载范围内CV的容差。图B4所示的例子使用一个稳压管 (VR1)作为次级电压参考。在CV工作期间，RFB被U1旁 路，输出电压取决于VR1、RA及U1的LED两端的电压。
电阻RB用于给VR1提供偏置电流，使得流经VR1的电流接 近其规定的测试电流值。同时，该电阻也可用于调整输出 电压的中心值。电阻RA是可选的，在电源的输出纹波很大 时对流经U1的电流加以限制。
超过峰值功率点时，输出电压下降，没有电流流经VR1 或U1。电源因此进入CC工作方式，控制引脚电流通过反 馈电阻RFB提供。
RFB的初始值可利用公式B9计算得出。无论是否使用光耦
器，都使用相同的计算方法来计算该电阻的初始值。
附录
LinkSwitch位于低压端的
C:
3
二极管D
可以使用正常的快速或者超快速恢复类型的
CLAMP
击穿电压至少应为600 V的二极管。首选慢恢复类型的二 极管(1N400X)，因其可以提供较好的轻载及空载CV稳压 精度，并可以降低EMI。但是，该二极管必须为玻璃钝化 型并使用一个电阻(R
)与其串联，以便抑制振荡并阻
CLAMP2
止反向拉出电流。这样可以进一步降低EMI。
箝位电阻R
用于损耗后续开关周期之间储存的漏感
CLAMP 1
能量。
C
用于限制峰值漏极电压，其数值为100 pF至2000 pF，
CLAMP
耐压为500 V。C 电容。一般的原则是尽可能地减小C
R 压下）低于BV
次级缓冲电阻
的数值，但要保证峰值漏极电压（在最高输入电
CLAMP 1
DSS
(R
电容可以采用低成本的陶瓷瓷片
CLA MP
CLA MP
。
和电容
SNUB
)
(C
SNUB
) *
的数值、增大
为了衰减传导EMI，尤其在高频段，在次级二极管上可 能需要缓冲电路。C
应在10 pF和100 pF之间，而R
SNUB
SNUB
则在10 Ω到100 Ω之间，采用1/8 Ω的电阻。
*初级箝位元件和次级缓冲器元件的数值要反复分析调整，
以便降低空载功耗和空载输出电压。
LNK520
设计容差分析
输出特性容差
LNK520的容差分析遵循附录A中所述的LNK500/501相 同的方法。在此，对所介绍的分析加以总结并重点列出 LNK520和LNK500/501器件之间的差别。表C1和C2给出 了整个恒流容差的数值，而公式C8给出了图B3所示设计 在峰值功率点处的电压容差。
恒流限制
(CC)
与LNK500/501分析的关键不同之处在于：
• 初级电感量容差。 根据客户及变压器供应商的反馈信息，初级电感量已
经减小。
• ΔIΔV项 使用偏置绕组时改善的稳压精度使得ΔIΔV项降低。
• 由温度、CC线性度及受温度影响的器件漂移所引起的
总的偏移量已经归结在±7.9%单项当中。注意：尽管参 数随温度的改变，与正温度系数相比，负温度系数出 现的情况更大，但为了简化起见，在此认为正负温度系 数出现的概率相同。在实践当中，在环境温度为室温、 85 VAC输入情况下对设计进行优化时，应将峰值功率 点调整至比所要求的标称CC输出电流高4%的水平。
18
版本D 08/06
AN-35
LNK520
LinkSwitch
5.5 V, 0.5 A
AC
Input
RTN
C
D
S
D
BIAS
C
BIAS
VR1
5.1 V 2%
PI-3749-021904
U1
U1
R
FB
R
A
120 Ω
R
B
680 Ω
R
LF
T1
图
B4. LNK520
应用指南
使用光耦器反馈的举例
变量 偏差 随机
初级 电感量
- +7% +1.1% +8.1%
ΔI/Δ
I
随机
+ ΔI/ΔI
偏差
随机
I2f - +11% +1.7% +12.7%
输入 线电压
CC线性度 +2% - +2%
+7.9%
TJ (25-65 °C)
+3% - +3%
- - -
总计 +7.9% +15.5% +23.4%
表
C1. LNK520 CC
容差数据
峰值功率点处的恒压工作
在CV工作期间，根据电容C
（图 B1）两端的电压VFB
BIAS
通过调整占空比来对输出特性进行控制。对于LNK500/501 和LNK520器件，决定输出电压的关键参数都是相同的， 因而 前面给出的分 析(公式A1至 A7)同样有 效。使用图 B3的设计作为例子，再利用LNK520数据手册参量表中 给出的数值：
+
(C1)
(C2)
(C3)
(C4)
(C5)
(C6)
(C7)
R4 (RFB)的容差为1%
(C8)
19
版本D 08/06
应用指南
AN-35
版本 注释 日期
A 最终发布。 8/02
增加了对LNK500器件的支持。
B
增加了对LNK520器件的支持。
C
校正了表2，加入图B2。
D
4/03
3/04
8/06
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3
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