19-0666; Rev 2; 3/09
EVALUATION KIT
AVAILABLE
1.5MHz、30A高効率LEDドライバ
概要 _______________________________
パルス幅変調(PWM) LEDドライバコントローラの
MAX16818は最少の外付け部品を使用し、大出力
電流能力を備え、小型パッケージで提供されます。
MAX16818は同期および非同期のステップダウン
(バック)トポロジ、およびブースト、バックブースト、
SEPICおよびCukのLEDドライバでの使用に適して
います。MAX16818は、最大20A/μsおよび30kHzの
調光周波数の高速LED電流トランジェントに対する
Maximの特許申請中の技術を実現する最初のLEDドラ
イバコントローラです。
このデバイスは、最適な電荷およびオン抵抗特性で
MOSFETを最適利用することができる平均電流モード
制御を採用しています。このため、最大30AのLED電流
を供給する場合でも、外部ヒートシンクの必要性が
最低限に抑えられます。完全差動検出によって、LED
電流を高精度で制御することができます。外部のPWM
信号に対応するための広い調光範囲が容易に実現され
ます。内蔵のレギュレータは、4.75V〜5.5Vまたは7V
〜28Vおよび簡単な外付けバイアス素子でそれ以上の
広い入力電圧範囲での動作を可能にします。スイッチング
周波数範囲が最大1.5MHzまでと広く、小型のインダク
タとコンデンサを使用することができます。
MAX16818は、2番目の逆位相LEDドライバを制御する
180°の位相遅延のクロック出力を備えており、入力
および出力フィルタコンデンサのサイズを小さくして、
リップル電流を最小にします。MAX16818は、設定
可能なヒカップ、過電圧、および温度過昇保護を提供
します。
MAX16818ETI+の定格は拡張温度範囲(-40℃〜+85℃)
で、MAX16818ATI+の定格は自動車用温度範囲(-40℃
〜+125℃)です。このLEDドライバコントローラは、
鉛フリーで高さ0.8mm、5mm x 5mmのエクスポーズド
パッド付き28ピンTQFNパッケージで提供されます。
高速LED電流パルス制御
特長 _______________________________
♦ 大電流LEDドライバコントローラIC、最大30Aの
出力電流
♦ 平均電流モード制御
♦ 完全差動リモート検出入力
♦ 入力電圧範囲：4.75V〜5.5Vまたは7V〜28V
♦ 設定可能なスイッチング周波数または125kHz〜
1.5MHzの外部同期
♦ 180°の逆位相動作用のクロック出力
♦ 4Aのゲートドライバ内蔵
♦ 出力過電圧およびヒカップモード過電流保護
♦ サーマルシャットダウン
♦ 放熱特性を高めた28ピンTQFNパッケージ
♦ 動作温度範囲：-40℃〜+125℃
型番 _______________________________
PART TEMP RANGE PIN-PACKAGE
MAX16818ATI+ -40°C to +125°C 28 TQFN-EP*
MAX16818ETI+ -40°C to +85°C 28 TQFN-EP*
+は鉛(Pb)フリー/RoHS準拠パッケージを表します。
*EP=エクスポーズドパッド
簡略図______________________________
7V TO 28V
C1
V
L1
LED
EN
ILIM
IN
Q1
DH
MAX16818
アプリケーション_____________________
フロントプロジェクタ/リアプロジェクションTV
ポータブルおよびポケットプロジェクタ
自動車用、バス/トラックのエクステリア照明
LCDTVおよびディスプレイ用バックライト
自動車用非常ランプおよび電子看板
ピン配置はデータシートの最後に記載されています。
________________________________________________________________ Maxim Integrated Products 1
本データシートは日本語翻訳であり、相違及び誤りのある可能性があります。設計の際は英語版データシートを参照してください。
価格、納期、発注情報についてはMaximDirect(0120-551056)にお問い合わせいただくか、Maximのウェブサイト
(japan.maxim-ic.com)をご覧ください。
OVI
CLP
MAX16818
Q2
DL
CSP
PGND
NOTE: MAXIM PATENT-PENDING TOPOLOGY
R1
HIGH-FREQUENCY
PULSE TRAIN
.
C2
Q3
高速LED電流パルス制御
1.5MHz、30A高効率LEDドライバ
ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS
IN to SGND.............................................................-0.3V to +30V
BST to SGND..........................................................-0.3V to +35V
BST to LX..................................................................-0.3V to +6V
DH to LX .......................................-0.3V to [(V
DL to PGND................................................-0.3V to (V
to SGND............................................................-0.3V to +6V
V
CC
, VDDto PGND ...................................................-0.3V to +6V
V
CC
SGND to PGND .....................................................-0.3V to +0.3V
All Other Pins to SGND...............................-0.3V to (V
MAX16818
Stresses beyond those listed under “Absolute Maximum Ratings” may cause permanent damage to the device. These are stress ratings only, and functional
operation of the device at these or any other conditions beyond those indicated in the operational sections of the specifications is not implied. Exposure to
absolute maximum rating conditions for extended periods may affect device reliability.
BST
- V
) + 0.3V]
LX_
DD
CC
+ 0.3V)
+ 0.3V)
ELECTRICAL CHARACTERISTICS
(VCC= 5V, VDD= VCC, TA= TJ= T
PARAMETER SYMBOL CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS
SYSTEM SPECIFICATIONS
Input Voltage Range V
Quiescent Supply Current I
LED CURRENT REGULATOR
SENSE+ to SENSE- Accuracy
(Note 2)
Soft-Start Time t
STARTUP/INTERNAL REGULATOR
VCC Undervoltage Lockout UVLO VCC rising 4.1 4.3 4.5 V
VCC Undervoltage Hysteresis 200 mV
VCC Output Voltage VIN = 7V to 28V, I
MOSFET DRIVERS
Output Driver Impedance R
Output Driver Source/Sink Current IDH,I
Nonoverlap Time t
OSCILLATOR
Switching Frequency Range 125 1500 kHz
Switching Frequency RT = 500kΩ 121 125 129
Switching Frequency RT = 120kΩ 495 521 547
Switching Frequency
Switching Frequency Accuracy
MIN
to T
, unless otherwise noted. Typical specifications are at TA= +25°C.) (Note 1)
MAX
IN
Short IN and VCC together for 5V input
operation
EN = VCC or SGND, not switching 2.7 5.5 mA
Q
No load, VIN = 4.75V to 5.5V, fSW = 500kHz 0.594 0.6 0.606
No load, V
SS
Low or high output, I
DL
C
= 5nF 35 ns
DH/DL
RT = 39.9kΩ 1515 1620 1725
120kΩ ≤ RT ≤ 500kΩ -5 +5
40kΩ ≤ R
T
f
ON
NO
SW
Continuous Power Dissipation (T
28-Pin TQFN (derate 34.5mW/°C above +70°C) .......2758mW
Operating Temperature Range
MAX16818ATI+..............................................-40°C to +125°C
MAX16818ETI+................................................-40°C to +85°C
Maximum Junction Temperature .....................................+150°C
Storage Temperature Range .............................-60°C to +150°C
Lead Temperature (soldering, 10s) .................................+300°C
= 7V to 28V, fSW = 500kHz 0.594 0.6 0.606
IN
= 0 to 60mA 4.85 5.1 5.30 V
SOURCE
SOURCE/SINK
≤ 120kΩ -8 +8
= 20mA 1.1 3.0 Ω
= +70°C)
A
728
4.75 5.50
1024
4A
V
V
Clock
Cycles
kHz
%
2 _______________________________________________________________________________________
高速LED電流パルス制御
)
)
)
)
)
)
)
1.5MHz、30A高効率LEDドライバ
ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued)
(VCC= 5V, VDD= VCC, TA= TJ= T
PARAMETER SYMBOL CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS
CLKOUT Phase Shift φ_
CLKOUT Output Low Level V
CLKOUT Output High Level V
SYNC Input-High Pulse Width t
SYNC Input Clock High Threshold V
SYNC Input Clock Low Threshold V
SYNC Pullup Current I
SYNC Power-Off Level V
INDUCTOR CURRENT LIMIT
Average Current-Limit Threshold V
Reverse Current-Limit Threshold V
Cycle-by-Cycle Current Limit CSP to CSN 60 mV
Cycle-by-Cycle Overload
Hiccup Divider Ratio LIM to VCM, no switching 0.547 0.558 0.565 V/V
Hiccup Reset Delay 200 ms
LIM Input Impedance LIM to SGND 55.9 kΩ
CURRENT-SENSE AMPLIFIER
CSP or CSN Input Resistance R
Common-Mode Range V
Input Offset Voltage V
Amplifier Gain A
3dB Bandwidth f
CURRENT-ERROR AMPLIFIER (TRANSCONDUCTANCE AMPLIFIER)
Transconductance g
Open-Loop Gain A
DIFFERENTIAL VOLTAGE AMPLIFIER FOR LED CURRENT (DIFF)
Common-Mode Voltage Range V
DIFF Output Voltage V
Input Offset Voltage V
Amplifier Gain A
3dB Bandwidth f
Minimum Output-Current Drive I
SENSE+ to SENSE- Input
V_IOUT AMPLIFIER
Gain-Bandwidth Product V
3dB Bandwidth V
Output Sink Current 30 μA
Output Source Current 90 μA
to T
MIN
, unless otherwise noted. Typical specifications are at TA= +25°C.) (Note 1)
MAX
CLKOUT
CLKOUTLISINK
CLKOUTHISOURCE
SYNC
SYNCH
SYNCL
SYNC_OUTVRT/SYNC
SYNC_OFF
CL
CLR
CS
CMR(CS
OS(CS
V(CS)
3dB
m
VOL(CE
CMR(DIFF
CM
OS(DIFF
V(DIFF
3dB
OUT(DIFF
R
VS
With respect to DH, fSW = 125kHz 180 D eg r ees
= 2mA 0.4 V
= 2mA 4.5 V
200 ns
2.0 V
0.4 V
= 0V 250 750 μA
0.4 V
CSP to CSN 24.0 26.9 28.2 mV
CSP to CSN -3.2 -2.3 -0.1 mV
V
CSP
to V
= 75mV 260 ns
CSN
4kΩ
VIN = 7V to 28V 0 5.5 V
0.1 mV
34.5 V/V
4 MHz
550 μS
No load 50 dB
0 +1.0 V
V
SENSE+
= V
= 0V 0.6 V
SENSE-
-1 +1 mV
0.994 1 1.006 V/V
C
= 20pF 3 MHz
DIFF
4mA
V
= 0V 50 100 kΩ
SENSE-
= 2.0V 4 MHz
V_IOUT
= 2.0V 1 MHz
V_IOUT
MAX16818
_______________________________________________________________________________________ 3
高速LED電流パルス制御
)
1.5MHz、30A高効率LEDドライバ
ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued)
(VCC= 5V, VDD= VCC, TA= TJ= T
PARAMETER SYMBOL CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS
Maximum Load Capacitance 50 pF
V_IOUT Output to I
Function
Offset Voltage 1mV
VOLTAGE-ERROR AMPLIFIER (EAOUT)
MAX16818
Open-Loop Gain A
Unity-Gain Bandwidth f
EAN Input Bias Current I
Error Amplifier Output Clamping
Voltage
POWER-GOOD AND OVERVOLTAGE PROTECTION
PGOOD Trip Level V
PGOOD Output Low Level V
PGOOD Output Leakage Current I
OVI Trip Threshold OVP
OVI Input Bias Current I
ENABLE INPUT
EN Input High Voltage V
EN Input Hysteresis 0.28 V
EN Pullup Current I
THERMAL SHUTDOWN
Thermal Shutdown Temperature rising 150 °C
Thermal Shutdown Hysteresis 30 °C
Note 1: Specifications at TA= +25°C are 100% tested. Specifications over the temperature range are guaranteed by design.
Note 2: Does not include an error due to finite error amplifier gain. See the Voltage-Error Amplifier (EAOUT) section.
OUT
Transfer
MIN
to T
V
CLAMP(EA
, unless otherwise noted. Typical specifications are at TA= +25°C.) (Note 1)
MAX
R
SENSE
VOLEA
GBW
B(EA)
UV
PGLOISINK
PG
OVI
EN
EN
V
EAN
With respect to V
PGOOD goes low when V
threshold
PGOOD = V
With respect to SGND 1.244 1.276 1.308 V
TH
EN rising 2.437 2.5 2.562 V
= 1mΩ, 100mV ≤ V_
= 2.0V -0.2 +0.03 +0.2 μA
CM
= 4mA 0.4 V
CC
≤ 5.5V 132.3 135 137.7 mV/A
IOUT
70 dB
3 MHz
883 930 976 mV
is below this
OUT
87.5 90 92.5 %V
0.2 μA
13.5 15 16.5 μA
OUT
1μA
4 _______________________________________________________________________________________
高速LED電流パルス制御
1.5MHz、30A高効率LEDドライバ
標準動作特性 _______________________________________________________________
(TA= +25°C, using Figure 5, unless otherwise noted.)
SUPPLY CURRENT (IQ) vs. FREQUENCY
60
EXTERNAL CLOCK
NO DRIVER LOAD
50
40
30
20
SUPPLY CURRENT (mA)
10
0
100 1500
VIN = 24V
VIN = 5V
FREQUENCY (kHz)
MAX16818 toc01
VIN = 12V
13001100900700500300
SUPPLY CURRENT vs. TEMPERATURE
70
68
66
64
SUPPLY CURRENT (mA)
VIN = 12V
62
= 250kHz
f
SW
C
= 22nF
DL/CDH
60
-40 85
VCC LOAD REGULATION
HICCUP CURRENT LIMIT vs. R
26.0
25.5
25.0
24.5
CURRENT LIMIT (A)
24.0
VIN = 12V
f
= 250kHz
SW
23.5
R1 = 1mΩ
V
= 1.5V
OUT
23.0
020
R
(MΩ)
EXT
EXT
161284
MAX16818 toc04
5.25
5.15
5.05
(V)
CC
V
4.95
4.85
4.75
0 150
TEMPERATURE (°C)
vs. INPUT VOLTAGE
VIN = 24V
VIN = 5V
VCC LOAD CURRENT (mA)
603510-15
VIN = 12V
125100755025
MAX16818 toc02
MAX16818 toc05
29.0
28.5
28.0
) (mV)
CSN
27.5
- V
CSP
(V
27.0
26.5
26.0
100
(ns)
R
t
CURRENT-SENSE THRESHOLD
vs. OUTPUT VOLTAGE
VIN = 12V
f
= 250kHz
SW
05
V
(V)
OUT
4321
DRIVER RISE TIME
vs. DRIVER LOAD CAPACITANCE
VIN = 12V
= 250kHz
f
SW
80
60
40
20
0
1
DL
DH
2116116
CAPACITANCE (nF)
MAX16818
MAX16818 toc03
MAX16818 toc06
(ns)
F
t
DRIVER FALL TIME
vs. DRIVER LOAD CAPACITANCE
100
VIN = 12V
= 250kHz
f
SW
80
60
40
20
0
1
CAPACITANCE (nF)
_______________________________________________________________________________________ 5
HIGH-SIDE DRIVER (DH) SINK
AND SOURCE CURRENT
MAX16818 toc07
DL
DH
2116116
100ns/div
C
V
LOAD
IN
MAX16818 toc08
= 22nF
= 12V
2A/div
LOW-SIDE DRIVER (DL) SINK
AND SOURCE CURRENT
C
= 22nF
LOAD
= 12V
V
IN
100ns/div
MAX16818 toc09
3A/div
高速LED電流パルス制御
)
1.5MHz、30A高効率LEDドライバ
標準動作特性(続き) __________________________________________________________
(TA= +25°C, using Figure 5, unless otherwise noted.)
HIGH-SIDE DRIVER (DH) RISE TIME
C
= 22nF
LOAD
= 12V
V
IN
MAX16818
40ns/div
MAX16818 toc10
2V/div
LOW-SIDE DRIVER (DL) FALL TIME
C
V
LOAD
IN
MAX16818 toc13
= 22nF
= 12V
HIGH-SIDE DRIVER (DH) FALL TIME
40ns/div
2V/div
C
LOAD
V
IN
MAX16818 toc11
= 22nF
= 12V
10,000
(kHz)
1000
SW
f
2V/div
VIN = 12V
LOW-SIDE DRIVER (DL) RISE TIME
C
LOAD
V
IN
FREQUENCY vs. R
= 12V
T
MAX16818 toc12
= 22nF
2V/div
40ns/div
MAX16818 toc14
40ns/div
FREQUENCY vs. TEMPERATURE
260
258
256
254
252
(kHz)
250
SW
f
248
246
244
242
240
-40 85
TEMPERATURE (°C)
VIN = 12V
603510-15
MAX16818 toc15
100
30 510
190
110
70
150
230
350
270
R
(kΩ
310
390
SYNC, CLKOUT, AND LX WAVEFORM
VIN = 12V
f
= 250kHz
SW
1μs/div
430
470
MAX16818 toc16
SYNC
5V/div
CLKOUT
5V/div
LX
10V/div
6 _______________________________________________________________________________________
高速LED電流パルス制御
1.5MHz、30A高効率LEDドライバ
端子説明 __________________________________________________________________________
端子 名称 機能
1PGND
2, 7 N.C.
3DL
4BST
5LX
6DH
8, 22, 25 SGND
9 CLKOUT
10 PGOOD
11 EN
12 RT/SYNC
13 V_IOUT
14 LIM
電源グランド
接続なし。内部接続されていません。
ローサイドゲートドライバ出力
ブーストフライングコンデンサ接続部。ハイサイドMOSFETドライバ電源用の蓄積コンデンサを接続。
BSTとLX間にセラミックコンデンサを接続してください。
ハイサイドMOSFETのソース接続部
ハイサイドゲートドライバ出力。ハイサイドMOSFETのゲートを駆動します。
信号グランド。内蔵制御回路のグランド接続部。SGNDとPGNDをICの近くの1点で相互に接続して
ください。
発振器出力。CLKOUTの立上りエッジは、DHの立上りエッジから180°位相シフトしています。
パワーグッド出力
出力イネーブル。通常動作の場合は、ハイに駆動するかまたは無接続のままにしてください。
電源ドライバをシャットダウンするにはローに駆動してください。ENには内部で15μAのプルアップ
電流が流れます。ヒカップモードのデューティサイクルを設定するには、ENとSGND間にコンデンサ
を接続してください。
スイッチング周波数設定およびチップイネーブル入力。内蔵発振器の周波数を設定するには、
RT/SYNCとSGND間に抵抗を接続してください。スイッチング周波数を外部クロックと同期
させるには、RT/SYNCを駆動してください。
インダクタ電流に比例した電圧源出力。VIOUTの電圧 =135xI
電流制限設定入力。ヒカップ電流制限スレッショルドを設定するには、LIMとSGND間に抵抗を接続して
ください。短い出力過電流パルスを抑制するには、LIMとSGND間にコンデンサを接続してください。
LED
xRS。
MAX16818
15 OVI
16 CLP
17 EAOUT
18 EAN
19 DIFF
20 CSN
過電圧保護。OVIをDIFFに接続してください。OVIが設定された出力電圧よりも12.7%以上高く
なると、DHはローにラッチされてDLはハイにラッチされます。ラッチをリセットするには、
ENをトグルするかまたは入力電源をオフ/オンしてください。
電流エラーアンプ出力。RC回路をグランドに接続して電流ループを補償してください。
電圧エラーアンプ出力。外部の補償回路に接続してください。
電圧エラーアンプの反転入力
差動リモート検出アンプの出力。DIFFは、入力がSENSE+とSENSE-の高精度ユニティゲインアンプ
出力です。
電流検出差動アンプの負入力。CSNとCSP間の差動電圧は、インダクタ電流を測定するために電流
検出アンプ(利得 =34.5)によって内部で増幅されます。
_______________________________________________________________________________________ 7
高速LED電流パルス制御
1.5MHz、30A高効率LEDドライバ
端子説明(続き)_____________________________________________________________________
端子 名称 機能
21 CSP
23 SENSE-
24 SENSE+
MAX16818
26 IN
27 V
CC
電流検出差動アンプの正入力。CSNとCSP間の差動電圧は、インダクタ電流を測定するために電流
検出アンプ(利得 =34.5)によって内部で増幅されます。
差動LED電流検出の負入力。SENSE-はLED電流の検出に使用されます。SENSE-をLED電流検出
抵抗の負側に接続してください。
差動LED電流検出の正入力。SENSE+はLED電流の検出に使用されます。SENSE+をLED電流検出
抵抗の正側に接続してください。
電源電圧接続部。+5Vシステムの場合はINをV
内蔵の+5Vレギュレータ出力。V
コンデンサでSGNDにバイパスしてください。
はIN電圧から得られます。VCCを4.7μFと0.1μFのセラミック
CC
に接続してください。
CC
28 V
—EP
DD
ローサイドおよびハイサイドドライバ用電源電圧。内部回路からのドライバの大きなピーク電流を
除去するために、0.1μFと1μFのセラミックコンデンサを並列にしてPGNDに接続し、また1Ωの
抵抗をV
エクスポーズドパッド。消費電力を改善するためにエクスポーズドパッドを銅パッド(SGND)に
接続してください。
に接続してください。
CC
8 _______________________________________________________________________________________
高速LED電流パルス制御
1.5MHz、30A高効率LEDドライバ
標準アプリケーション回路 ____________________________________________________
ON/OFF
C3
R3
V
LED
C10
C9
C8
R10
R4 R5
R12
R11
C7
12
1314
LIM V_IOUT RT/SYNC EN PGOOD CLKOUT SGND
15
OVI
16
CLP
EAOUT
17
EAN
18
19
DIFF
20
CSN
MAX16818
R6
V
CC
9
10
11
8
N.C.
BST
N.C.
7
DH
6
5
LX
R7
4
3
DL
2
L1
Q1
R1
D1
V
IN
7V TO 28V
C2
C1
R2
V
LED
LED
STRING
MAX16818
CSP
21
SGND SENSE- SENSE+ SGND IN V
22 23
24 25 26
V
IN
C6
図1.ブーストLEDドライバ用の標準アプリケーション回路(非同期)
CC
27 28
V
CC
C5 C4
PGND
1
V
DD
R8
_______________________________________________________________________________________ 9
高速LED電流パルス制御
1.5MHz、30A高効率LEDドライバ
標準アプリケーション回路(続き) _______________________________________________
ON/OFF
R6
V
CC
9
10
11
8
N.C.
BST
7
DH
6
5
LX
R7
4
3
DL
V
IN
7V TO 28V
C2
L1
D1
Q1
C1
R2
V
LED
V
V
RS+
MAX4073T
RS-
R3
V
LED
R4 R5
MAX16818
C10
C9
R12
R11
C8
C7
R10
C3
12
1314
LIM V_IOUT RT/SYNC EN PGOOD CLKOUT SGND
15
OVI
16
CLP
EAOUT
17
EAN
18
19
DIFF
MAX16818
CC
CC
LED
STRING
1 TO 6
LEDS
OUT
20
CSN
CSP
21
SGND SENSE- SENSE+ SGND IN V
22 23
24 25 26
V
C6
IN
CC
27 28
V
CC
C5 C4
2
N.C.
PGND
1
V
DD
R8
R1
図2.入力基準のバックブーストLEDドライバ用標準アプリケーション回路(入力：7V〜28V、出力：1〜6個の直列LED)
10 ______________________________________________________________________________________
高速LED電流パルス制御
1.5MHz、30A高効率LEDドライバ
標準アプリケーション回路(続き) _______________________________________________
ON/OFF
C4
R3
V
LED
C11
C10
C9
R10
R4 R5
R12
R11
C8
12
1314
LIM V_IOUT RT/SYNC EN PGOOD CLKOUT SGND
15
OVI
16
CLP
EAOUT
17
EAN
18
19
DIFF
20
CSN
MAX16818
R6
V
CC
11
8
N.C.
BST
N.C.
7
DH
6
5
LX
4
3
DL
2
9
10
L1
Q1
R7
R1
C1
L2
V
IN
7V TO 28V
C3
D1
V
LED
LED
C2
STRING
R2
MAX16818
CSP
21
SGND SENSE- SENSE+ SGND IN V
22 23
24 25 26
図3.SEPICLEDドライバ用標準アプリケーション回路
V
C7
IN
CC
27 28
V
CC
C6 C5
PGND
1
V
DD
R8
______________________________________________________________________________________ 11
高速LED電流パルス制御
1.5MHz、30A高効率LEDドライバ
標準アプリケーション回路(続き) _______________________________________________
ON/OFF
C3
R3
V
LED
R4 R5
R6
V
CC
V
IN
7V TO 18V
MAX16818
12
C10
C9
C11
R10
R12
R11
1314
LIM V_IOUT RT/SYNC EN PGOOD CLKOUT SGND
15
OVI
16
CLP
EAOUT
17
C8
EAN
18
19
DIFF
11
MAX16818
9
10
8
N.C.
BST
C2
7
Q1
DH
6
5
LX
R7
4
3
DL
C4
Q2
L1
Q3
V
D1
C1
LED
LED
STRING
20
CSN
CSP
21
SGND SENSE- SENSE+ SGND IN V
22 23
24 25 26
V
IN
C7
CC
27 28
V
C6 C5
図4.グランド基準のバックブーストLEDドライバ用アプリケーション回路
2
N.C.
PGND
1
V
DD
CC
R8
D2
R1
R2
12 ______________________________________________________________________________________
高速LED電流パルス制御
1.5MHz、30A高効率LEDドライバ
標準アプリケーション回路(続き) _______________________________________________
V
CC
R4
V
7V TO 28V
C4
Q1
IN
C2
L1
LED
C1
R1
STRING
R2
C10
C3
R3
12
1314
C11
R10
R9
C9
C8
R8
LIM V_IOUT RT/SYNC EN PGOOD CLKOUT SGND
15
OVI
16
CLP
EAOUT
17
EAN
18
19
DIFF
20
CSN
CSP
21
SGND SENSE- SENSE+ SGND IN V
22 23
MAX16818
24 25 26
ON/OFF
9
10
11
CC
27 28
V
CC
8
N.C.
BST
N.C.
PGND
V
DD
7
DH
6
5
LX
R5
4
D1
3
DL
2
1
MAX16818
図5.バックLEDドライバ用アプリケーション回路
______________________________________________________________________________________ 13
V
C7
IN
R6
C6 C5
高速LED電流パルス制御
1.5MHz、30A高効率LEDドライバ
ファンクションダイアグラム___________________________________________________
V
CC
I
S
EN
0.5V x V
CC
gm = 500μS
CEA
V
CLAMP
HIGH
UVLO
POR
TEMP SENSOR
100kΩ
0.5 x V
RAMP
2 x fS (V/s)
HICCUP MODE
CURRENT LIMIT
CLAMP
V
CM
PWM
COMPARATOR
CPWM
126.7kΩ
C
t
0.1 x V
0.12 x V
V
S
R
REF
REF
MAX16818
CM
SRQ
R
T
Q
V
DD
BST
Q
Q
N
OVP LATCH
LATCH
OVP COMP
CLEAR ON UVLO RESET OR
ENABLE LOW
DH
LX
DL
PGND
PGOOD
V
LIM
CLP
CSP
CSN
V_IOUT
SGND
RT/SYNC
CLKOUT
DIFF
SENSE-
SENSE+
EAOUT
EAN
IN
CC
A
MAX16818
= 4
V
DIFF
AMP
SOFTSTART
REGULATOR
OSCILLATOR
+0.6V
LDO
5V
V
CLAMP
LOW
GENERATOR
ERROR AMP
VEA
V
= 0.6V
REF
VCM (0.6V)
A
CA
RAMP
= 34.5
V
TO INTERNAL
CIRCUITS
CLK
OVI
図6.MAX16818のファンクションダイアグラム
14 ______________________________________________________________________________________
高速LED電流パルス制御
1.5MHz、30A高効率LEDドライバ
詳細 _______________________________
MAX16818は、ハイパワーの高輝度LED (HB LED)用
の高性能平均電流モードPWMコントローラです。平均
電流モード制御はHB LEDの駆動用として最適な方法です。
この方法は、インダクタ電流を正確に制御することに
よって本質的に安定した動作を実現し、部品のディレー
ティングを軽減しサイズを小型化します。このデバイス
は、最低限の外付け部品を用いて大電流(最大30A)で
高効率を実現します。ハイサイドおよびローサイドの
ドライバは、小さいスイッチング損失で最大4Aをソース
およびシンクし、大きなゲート電荷のMOSFETを駆動
します。MAX16818のCLKOUT出力は、ハイサイド
ドライバに対して180°逆位相になっています。CLKOUT
は2番目のLEDドライバのMAX16818を逆位相で駆動
して、入力コンデンサのリップル電流を抑制します。
MAX16818は、インダクタ電流を表す内側の平均電流
ループと、LED電流を直接制御する外側の電圧ループの
電圧エラーアンプ(VEA)とで構成されます。この2つの
ループの動作を組み合わせることによって、高精度に
レギュレートされたLED電流が得られます。インダクタ
電流は電流検出抵抗の両端間で検出されます。差動
アンプはLEDと直列の検出抵抗によってLED電流を検出
し、得られた検出電圧はエラーアンプ入力で内部の0.6V
リファレンスと比較されます。MAX16818はLED電流
を1%以内の精度で調整し、HB LEDの放射された光スペ
クトラムを維持します。
IN、VCCおよびV
MAX16818は、4.75V〜5.5Vまたは7V〜28Vのいずれ
かの入力電圧範囲に対応します。すべての内部制御回路
は、内部でレギュレートされた5Vの公称電圧(VCC)で
動作します。7V以上の入力電圧では、内部のV
レギュレータがこの電圧を5Vにステップダウンします。
VCCの出力電圧は、最大60mAを供給可能なレギュレート
された5Vです。高周波ノイズを除去して動作を安定化
するために、V
コンデンサでSGNDにバイパスしてください。
MAX16818はV
サイドドライバに給電します。1Ωの抵抗でVDDをV
から分離し、0.1μFのコンデンサと1μFのコンデンサを
並列接続してグランドにバイパスし、ドライバが発生
する大電流ノイズスパイクが内部回路に悪影響を与え
ないようにしてください。
TQFNは放熱特性を高めたパッケージで、最大2.7Wを
消費することができます。このハイパワーパッケージ
では、高周波で大電流のコンバータを12Vバスまたは
24Vバスから動作させることができます。MAX16818
の消費電力は、入力電圧とV
電流(I
電流(IQ)とゲート駆動電流(IDD)が含まれています。
)の積として計算してください。ICCには自己消費
CC
DD
を4.7μFと0.1μFの低ESRセラミック
CC
を使用してローサイドおよびハイ
DD
レギュレータの全出力
CC
CC
CC
= V
P
ICC= IQ+ [fSWx (QG1+ QG2)]
ここで、Q
およびハイサイドの外付けMOSFETの全ゲート電荷で、
I
は3.5mA (typ)、fSWはコンバータのスイッチング
Q
周波数です。
G1とQG2はVGATE
D
x I
IN
CC
= 5Vにおけるローサイド
低電圧ロックアウト(UVLO)
MAX16818は、ヒステリシス付きの低電圧ロックアウト
およびコンバータのターンオン用のパワーオンリセット
回路を内蔵しています。UVLOの立上りスレッショルド
は、200mVのヒステリシス付きで4.35Vに内部設定
されています。UVLOのヒステリシスは起動時のチャタ
リングを排除します。
発振器を含む内部回路の多くは、入力電圧が4Vに達する
とオンになります。入力電圧がUVLOスレッショルドに
達するまでは、MAX16818には最大3.5mAの電流が
流れます。
ソフトスタート
MAX16818は、出力電流を単調なグリッチフリーの
立上りとするためのディジタルソフトスタートを内蔵
しています。ソフトスタートは5ビットカウンタと
5ビットDACを使用して、エラーアンプの主入力の立上り
を段階的に制御することによって実現します。ソフト
スタートDACは、0〜0.7Vの直線状のランプを発生し
ます。この電圧は、エラーアンプの3番目(非反転)の入力
に印加されます。ソフトスタート電圧がリファレンス
電圧よりも低い間、システムはこの低い方のリファレンス
値に追随します。ソフトスタートDAC出力が0.6Vに
達するとリファレンスに取って変わり、リファレンス
電圧に干渉しないという仮定でDAC出力は0.7Vまで
上昇し続けます。
内蔵発振器
内蔵発振器は、RTの逆数に比例した周波数のクロックを
発生します。発振器の周波数は、RT/SYNCとSGND間
に接続された1つの抵抗を使用して、8%以上の精度で
125kHz〜1.5MHzに調整することができます。この
周波数精度によって、インダクタやコンデンサなどの
受動フィルタ部品の過剰な設計、サイズ、およびコスト
の問題をなくすことができます。次式を使って発振器の
周波数を計算してください。
120kΩ ≤ R
40kΩ ≤ R
≤ 500kΩでは、
T
R
=
T
≤ 120kΩでは、
T
R
=
T
x
.
625 10
f
SW
x
.
640 10
f
SW
10
10
MAX16818
______________________________________________________________________________________ 15
高速LED電流パルス制御
1.5MHz、30A高効率LEDドライバ
また、発振器は、PWMコンパレータ用の2V
P-P
ランプ信号および2番目のLEDレギュレータを逆位相で
駆動するCLKOUT用の180°逆位相クロック信号を発生
します。
同期
MAX16818は、外部クロックをRT/SYNCに接続する
ことによって容易に同期させることができます。外部
MAX16818
クロックが存在する場合、内蔵発振器はディセーブル
されて外部クロックがデバイスの駆動に使用されます。
外部クロックが取り除かれてから32μsの間クロックの
欠如が検出されると、回路は内蔵発振器によるスイッ
チングを開始します。RT/SYNCを最低50μsの間グランド
に駆動するとコンバータがディセーブルされます。
MAX16818を外部システムクロックと同期させるため
には、オープンコレクタのトランジスタを使用してくだ
さい。
制御ループ
MAX16818は、平均電流モードの制御方式を使用して
出力電流をレギュレートします(図7)。主制御ループは、
インダクタ電流制御用の内側電流ループとLED電流
レギュレート用の外側電流ループで構成されます。内側
の電流ループはインダクタポールを吸収し、外側の電流
ループの次数をシングルポールシステムの次数に落とし
ます。この電流ループは、電流検出抵抗(RS)、電流検出
の電圧
アンプ(CA)、電流エラーアンプ(CEA)、搬送波ランプを
供給する発振器、およびPWMコンパレータ(CPWM)で
構成されます(図7)。高精度のCAはR
両端間の検出電圧
S
を34.5倍に増幅します。CEAへの反転入力はCA出力を
検出します。CEA出力は、電圧エラーアンプ出力(EAOUT)
とCAで増幅された電圧との差です。CLPに接続された
RC補償回路は、CEAに対して外部からの周波数補償を
行います。各クロックサイクルの開始によってハイ
サイドドライバがイネーブルされ、PWMのオンサイクル
が開始されます。コンパレータCPWMはCEAの出力電圧
を発振器の0V〜2Vのランプと比較します。ランプ電圧が
エラー電圧を超えるとPWMオンサイクルは終了します。
外側のLED電流ループの補償はトポロジに応じて変わり
ます。
MAX16818の外側のLED電流制御ループは、差動アンプ
(DIFF AMP)、リファレンス電圧およびVEAで構成され
ます。ユニティゲインの差動アンプは、LED電流の設定
抵抗R
両端間電圧の完全差動リモート検出を行います。
LS
差動アンプ出力はVEAの反転入力(EAN)に接続されて
います。DIFF AMPはバイパスされて、反転入力は直接
フィードバック用の端子で得られます。VEAの非反転
入力は、0.6Vに設定された内蔵の高精度リファレンス
電圧に内部で接続されています。VEAは内側の電流ループ
を制御します(図6)。フィードバック回路は、EAOUT
端子とEAIN端子を使用して外側のループを補償します。
EAOUT
SENSE+
DIFF
AMP
Z COMP
図7.MAX16818の制御ループ
SENSE-
EAN
DIFF
600mV
VEA
+ VCM = 1.2V
V
REF
C
CF
R
CF
C
CFF
CSPCSN
CA
CEA
CLP
CPWM
MAX16818
DRIVE
V
IN
I
L
LED
STRING
C
OUT
R
R
S
LS
16 ______________________________________________________________________________________
高速LED電流パルス制御
1.5MHz、30A高効率LEDドライバ
インダクタ電流検出アンプ
差動電流検出アンプ(CA)のDC利得は34.5です。電流
検出アンプの最大入力オフセット電圧は1mVで、コモン
モード電圧範囲は0〜5.5V (IN = 7V〜28V)です。電流
検出アンプは、電流検出抵抗両端間の電圧を検出します。
VIN= 5Vの場合の最大コモンモード電圧は3.6Vです。
インダクタのピーク電流コンパレータ
ピーク電流コンパレータは、インダクタの動作不良など、
極端な障害状態における高速のサイクルごとの電流制限
経路を提供します(図8)。さらに、26.9mVの平均電流
制限スレッショルドは、短絡状態における出力電流を
制限することに注意してください。インダクタの飽和
を防ぐために、平均電流制限値よりも大きい飽和電流
仕様のインダクタを選んでください。適切なインダクタ
を選択することで、インダクタの巻線短絡の場合など、
極端な状態でのみピーク電流コンパレータがトリップ
するようにすることができます。ピーク電流の制限値
をトリガする60mVのスレッショルドは、フルスケール
の平均電流制限電圧スレッショルドの2倍です。ピーク
電流コンパレータの遅延はわずか260nsです。
電流エラーアンプ(インダクタ電流の場合)
MAX16818は、gmが550μS (typ)で出力のシンクおよび
ソース電流能力が320μAのトランスコンダクタンス電流
エラーアンプ(CEA)を備えています。電流エラーアンプ
出力のCLPは、PWMコンパレータへの反転入力に供給
されます。内側の電流ループに対する周波数補償を行う
ために、外部からCLPにアクセスすることができます
(図7)。PWMコンパレータの反転入力に対して正の
スロープになるインダクタ電流の負のスロープが、内部
で発生される電圧ランプのスロープよりも小さくなる
ようにCEAを補償してください(｢補償｣の項参照)。
PWMコンパレータとR-Sフリップフロップ
PWMコンパレータ(CPWM)は、電流エラーアンプの
出力を2V
のランプと比較することによって、各サイ
P-P
クルのデューティサイクルを設定します。各クロック
サイクルの開始でR-Sフリップフロップがリセットされ、
ハイサイドドライバ(DH)がハイになります。ランプ電圧
がCLP電圧を超えると直ちにコンパレータはフリップ
フロップをセットするため、オンサイクルが終了します
(図8)。
MAX16818
CLP
CSP
CSN
EAN
EAOUT
図8.MAX16818の位相回路
VEA
A
CA
60mV
= 34.5
V
PEAK-CURRENT
COMPARATOR
gm = 550μS
CEA
RAMP
2 x fS (V/s)
CPWM
CLK
MAX16818
SET
S
R
CLR
Q
Q
SHDN
V
DD
BST
DH
LX
DL
PGND
______________________________________________________________________________________ 17
高速LED電流パルス制御
1.5MHz、30A高効率LEDドライバ
差動アンプ
DIFF AMPによって負荷端でのリモート検出が容易に
なります(図7)。これは、完全差動LED電流(RLSの検出
抵抗を流れる)検出を行い、大電流のグランド経路に
起因するコモンモード電圧エラーを除去します。VEA
は、差動アンプ出力(DIFF)と所望のLED電流検出電圧
の差を出力します。差動アンプの帯域幅は3MHzです。
SENSE+とSENSE-間の差は0.6Vにレギュレートされ
MAX16818
ます。SENSE+をLED電流検出抵抗の正側に接続し、
SENSE-をLED電流検出抵抗の負側(PGNDの場合が
多い)に接続してください。
MOSFETゲートドライバ(DH、DL)
ハイサイド(DH)およびローサイド(DL)ドライバは、
外付けのnチャネルMOSFETの各ゲートを駆動します
(図1〜5)。ドライバの4Aピークのシンクおよびソース
電流能力によって、スイッチングMOSFETを速い立上り
および立下り時間にするための十分な駆動が行われます。
立上りおよび立下り時間を速くすると交差伝導損失が
減少します。物理的な現実として、MOSFETのきわめて
小さいゲート電荷とR
R
この逆の場合も真です。ハイサイドのMOSFET (Q1)の
選定は、これら2つの特性のトレードオフとなります。
入力電圧が出力電圧よりもはるかに大きいアプリケー
ションではデューティサイクルが小さくなり、伝導損失
がスイッチング損失ほど重要ではなくなります。この
場合、非常に小さいゲート電荷と適度なR
MOSFETを選択してください。逆に、出力電圧が入力
電圧に近いアプリケーションでは、デューティサイクル
が50%よりも非常に大きくなり、R
チング損失と少なくとも同じか、またはそれ以上に重要
になります。この場合、非常に小さいR
ゲート電荷のMOSFETを選択してください。最後に、
デューティサイクルが50%に近いアプリケーションでは
この2つの損失成分がほぼ等しくなり、適度なゲート電荷
とR
動作をします。
バックトポロジでは、通常、ローサイドMOSFET (Q2)
はゼロ電圧スイッチングモードで動作するため、スイッ
チング損失がありません。非常に小さいR
ゲート電荷のMOSFETを選択してください。
過負荷状態でのピーク電流とRMS電流を流すことが
できるようにハイサイドとローサイドの両MOSFETの
サイズを決めてください。また、ドライバブロックは、
遷移中の貫通電流を防止するために、適応型の非重複
時間を提供するロジック回路を内蔵しています。ハイ
サイドとローサイドのMOSFET間の標準的な非重複時間
は35nsです。
が非常に小さいMOSFETはゲート電荷が大きく、
DS(ON)
DS(ON)
を持った釣合いの取れたMOSFETが最適な
抵抗は一般に相容れません。
DS(ON)
DS(ON)
DS(ON)
DS(ON)
DS(ON)
損失はスイッ
と適度な
と適度な
を持つ
BST
MAX16818は、VDDを使用してローサイドとハイサイド
のMOSFETドライバに給電します。ハイサイドドライバ
はその電源をブートストラップコンデンサから得て、V
が内部でローサイドドライバに給電します。BSTとLX間
に0.47μFの低ESRセラミックコンデンサを接続して
ください。BSTとVDD間にはショットキ整流器を接続
してください。PCB上のブーストコンデンサ、整流器、
およびICによって形成されるループを小さくしてくだ
さい。
DD
保護
MAX16818は出力過電圧保護(OVP)を内蔵しています。
負荷がハイインピーダンス(オープン)になった場合の
障害状態の間、コントローラはLED電流を維持しようと
します。OVP電圧がスレッショルドを超えるとOVPが
MAX16818をディセーブルして、外部回路を望ましく
ない電圧から保護します。
電流制限
VEA出力は、コモンモード電圧(VCM)に対して930mVに
クランプされます。平均電流モード制御は、障害状態の
間にコンバータによって供給される平均電流を制限する
能力を備えています。障害状態が発生すると、VEA出力
はコモンモード電圧(0.6V)に対して930mVにクランプ
され、コンバータによって供給される最大電流をI
= 26.9mV/RSに制限します。ヒカップ電流制限値は
平均電流制限値に優先します。MAX16818はヒカップ
電流制限保護を備えており、障害状態における消費電力
を抑制します。ヒカップ電流制限回路は、インダクタの
電流情報を電流アンプの出力から得ます。この信号は
V
CLAMP(EA)
グランド間に接続されていない場合、ヒカップ電流の
制限値は全負荷平均電流制限値の90%に設定されます。
ヒカップ電流の制限値を全負荷平均制限値の90%から
100%に増やすには、R
電流の制限値は、LIMをSGNDに接続することによって
ディセーブルすることができます。この場合、回路は
過負荷状態の間は平均電流制限動作に従います。
の1/2と比較されます。抵抗がLIM端子と
を使用してください。ヒカップ
EXT
LIMIT
過電圧保護
OVPコンパレータは、OVI入力を過電圧スレッショルド
と比較します。検出された過電圧事象はコンパレータ
出力をラッチし、電力段をOVP状態に強制します。OVP
状態ではハイサイドMOSFETがオフになり、ローサイド
MOSFETがオンにラッチされます。OVIをV
間に接続する抵抗分圧器の中間端子に接続してください。
この場合、中間端子は1.276Vと比較されます。RCの
遅延を加えて過電圧回路の感度を下げ、コンバータの
厄介な動作を防止してください。OVIをSGNDに接続する
と過電圧機能がディセーブルされます。
LED
とSGND
18 ______________________________________________________________________________________
高速LED電流パルス制御
1.5MHz、30A高効率LEDドライバ
アプリケーション情報 _________________
アプリケーション回路の説明
この項では、｢簡略図｣と図1〜5のアプリケーション回路
に関して少し詳しく説明します。ここではトポロジと
基本的な属性についても説明します。
高周波のLED電流パルサ
｢簡略図｣は、LEDに高周波の大電流パルスを供給して
いるMAX16818を示しています。この構成ではインダ
クタが常に負荷に接続される(他のすべてのトポロジでは、
インダクタが負荷から切断される時間が存在する)ため、
基本的なトポロジはバックでなければなりません。この
設計では、インダクタを大きくしてリップル電流を最小
にするため、出力コンデンサを非常に小さくする(0.01μF)
ことができます。MOSFETのQ3がオンになると、Q3
はLED周辺の電流を非常に高速で逃します。Q3は出力
コンデンサも放電しますが、コンデンサが非常に小さい
ためにMOSFETにストレスを与えません。抵抗R1は
LED/Q3の電流を検出し、Q3がLED両端間を短絡した
ことによる影響はありません。この設計は、高周波に
おいてインダクタ電流を実際に変えないで、LEDの電流
が非常に短期間にゼロから最大まで変化する点が優れて
います。この方法では効率が非常に高くなります。Q3は、
最大のデューティサイクルでそのR
LED電流を消費することができる必要があります。回路
が非常に大きい電流を制御する必要がある場合は、複数
のMOSFETを並列にして使用してください。LEDが
パルス電流で動作している間はPGOODがローになります。
ブーストLEDドライバ
図1では、外付け部品によってMAX16818がブースト
コンバータとして構成されています。この回路では、
オンタイム中に入力電圧がインダクタに印加され、その
後、オフタイム中に入力コンデンサと直列のインダクタ
が出力コンデンサを充電します。入力電圧とインダクタ
は直列に接続されているため、出力電圧が入力電圧より
も低くなることは決してありません。この設計は非同期
であり、電流検出抵抗はグランドに接続されるため、
部品の定格が適切に定められている限り、電源をどの
ような出力電圧(入力よりも高い)にもすることができ
ます。また、R2は、MAX16818がLED電流をレギュ
レートするために使用する検出電圧を提供します。
入力基準のLEDドライバ
図2の回路は、ステップアップ/ステップダウンレギュ
レータを示しています。これは、インダクタが入力に
接続されMOSFETが実質的にグランドに接続される点で、
図1のブーストコンバータに似ています。しかし、LED
全体は、出力からグランドではなく出力から入力に接続
DS(ON)
に供給された
されています。このため、図1のレギュレータのブースト
専用の制限が実質的に排除され、LED両端間の電圧を
入力電圧より高くすることも低くすることもできます。
LED電流検出はグランド基準ではないため、ハイサイド
の電流検出アンプが電流の測定に使用されます。
SEPICLEDドライバ
図3は、SEPIC LEDドライバとして構成された
MAX16818を示しています。バックのトポロジでは
出力電圧を入力電圧よりも低くする必要があり、ブースト
のトポロジでは出力電圧を入力電圧よりも高くする必要
がありますが、SEPICトポロジでは、出力電圧を入力
電圧よりも高くも低くも、または入力電圧と等しくする
こともできます。SEPICトポロジではC1両端間の電圧
が入力電圧と同じで、L1とL2は同じインダクタンス値
です。したがって、Q1が導通すると(オンタイム)、両
インダクタが同じ速度で電流を増加させます。出力
コンデンサはこの期間の出力電圧を供給します。オフ
タイム期間にL1電流はC1を再充電し、L2と結合して
C2を再充電する電流と負荷電流を供給します。L1と
L2両端間の電圧波形は全く同じであるため、両方の
インダクタを同じコアに巻くことができます(結合イン
ダクタ)。L1とL2の電圧は同じですが、RMS電流は完全
に異なるものにすることができるため、巻線には異なった
口径のワイヤを使用することができます。2つのインダ
クタおよび分割されたエネルギー伝達のため、SEPIC
コンバータの効率は標準のバックやブーストよりもやや
低くなります。ブーストドライバの場合のように電流
検出抵抗がグランドに接続されるため、LEDドライバの
出力電圧をMAX16818の定格最大電圧よりも高くする
ことができます。
グランド基準のバック/ブーストLEDドライバ
図4はバック/ブーストトポロジを示しています。この
回路のオンタイム期間に、電流は入力コンデンサから
Q1、L1およびQ3を通って入力コンデンサに戻ります。
オフタイム期間に、電流はQ2、L1、D1を通って出力
コンデンサC1に流れます。このトポロジは、オンタイム
中インダクタが入力とグランド間にある点でブーストと
似ています。しかし、オフタイム期間にインダクタは
グランドと出力コンデンサの間にあるため(ブースト
トポロジのように入力コンデンサと出力コンデンサの
間ではなく)、出力電圧を入力電圧よりも低い電圧、高い
電圧、または入力電圧に等しい電圧とすることができ
ます。SEPICトポロジと比較すると、バック/ブーストは
2つのインダクタも直列コンデンサも必要としませんが、
2つのMOSFETの追加が必要になります。
同期整流付きのバックドライバ
図5では、入力電圧を7V〜28Vにすることができ、電流
検出抵抗はグランドを基準としているため、出力電圧
MAX16818
______________________________________________________________________________________ 19
高速LED電流パルス制御
1.5MHz、30A高効率LEDドライバ
を入力と同等に高くすることができます。特に入力電圧
がLED列の電圧に比べて大きい場合は、同期MOSFETの
消費電力が最小に保たれます。リップル電流を検出する
ことができるように、電流検出抵抗R1をLCループ内に
入れておくことが重要です。LED電流をレギュレート
するために、R2が電圧を発生させて差動アンプが0.6V
と比較します。R2での消費電力が問題となる場合は
非反転アンプを追加し、検出抵抗の値をそれに対応して
MAX16818
小さくしてください。
インダクタの選択
スイッチング周波数、ピークインダクタ電流および出力
での許容リップルによって、インダクタの値とサイズ
が決定されます。高いスイッチング周波数を選択する
とインダクタンスが小さくて済みますが、効率の低下
を招きます。スイッチングMOSFETのゲートおよび
ドレインの静電容量の充電/放電サイクルによってスイッ
チング損失が生じます。スイッチング損失は入力電圧の
二乗に比例するため、高い入力電圧で事態が悪化します。
MAX16818は最高1.5MHzまで動作しますが、V
+12Vでは低いスイッチング周波数を使用してスイッ
チング損失を制限してください。
以下の説明はバックまたは連続ブーストモードトポロジ
に関するものです。不連続ブースト、バックブースト
およびSEPICの各トポロジでは、部品の選択が全く異なり
ます。
次式を使って最小インダクタンス値を決定してください。
バックレギュレータの場合は、
IN
たとえば、バックレギュレータと2つの直列LEDの場合、
V
IN(MAX)
f
SW
= 13.2V、V
= 330kHzとして次の式で最小インダクタンスを計算
= 7.8V、ΔIL= 400mA、および
LED
してください。
バックレギュレータの場合は、
L
MIN
(. .) .
−
13 2 7 8 7 8
xkx
. .
13 2 330 0 4
x
.=
= μ
24 2
4つ直列のLEDのブーストレギュレータの場合、V
= 13.2V、V
= 15.6V、ΔIL= 400mA、およびfSW=
LED
330kHzとして次の式で最小インダクタンスを計算して
ください。
ブーストレギュレータの場合は、
L
MIN
(. .) .
−
15 6 13 2 13 2
xkx
. .
15 6 330 0 4
x
.=
= μ
15 3
MAX16818の平均電流モード制御機能は、最大ピーク
インダクタ電流を制限してインダクタの飽和を防止し
>
ます。飽和電流がワーストケースのピークインダクタ
電流よりも大きいインダクタを選んでください。次式
を使ってワーストケースのインダクタ電流を決定して
ください。
I
LPEAK
V
=+
R
CL
I
Δ
L
2
S
ここで、RSはインダクタ検出抵抗で、VCL= 0.0282V
です。
H
IN(MAX)
H
L
MIN
( )
INMAX LED LED
=
−
VxfxI
INMAX SW L
Δ
スイッチングMOSFET
VVxV
電圧レギュレータ用のMOSFETを選ぶ際は、全ゲート
ブーストレギュレータの場合は、
電荷、R
、消費電力およびパッケージの熱インピ
DS(ON)
ーダンスを考慮してください。MOSFETのゲート電荷
L
MIN
LED INMAX INMAX
VxfxI
LED SW L
Δ
とオン抵抗の積は、小さい数字ほど良好な性能を表す
性能指数です。高周波スイッチングアプリケーション
VV xV
()
=−
用に最適化されたMOSFETを選択してください。
ここで、V
として、出力電流のほぼ40%に等しいリップル電流ΔI
を選んでください。大きなリップル電流を許容する場合
は小さいインダクタで済みますが、電圧リップルを
所定値に抑える必要がある場合は出力容量を増やします。
逆に、リップル電流を小さくするとインダクタンスの
値は増加しますが、出力コンデンサのサイズを小さく
することができます。基準となるインダクタンスと容量
の値を選択した後は、このトレードオフは変更が可能
です。各メーカーが提供している標準の表面実装イン
はLED列両端間の全電圧です。まず概算
LED
MAX16818のゲート駆動出力の平均電流は、DHとDL
L
を駆動する全容量に比例します。MAX16818の電力
消費は入力電圧と平均駆動電流に比例します。複数の
ドライバ出力を結合した場合に許容される最大の全ゲート
電荷を決定するためには、｢IN、VCCおよびVDD｣の項を
参照してください。ゲート電荷とドレイン容量(CV
損失、有限の立上り/立下り時間による上側のMOSFET
の交差伝導損失およびMOSFET R
DS(ON)
よるI2R損失がMOSFET内の全損失となります。
ダクタシリーズのインダクタを選択してください。
20 ______________________________________________________________________________________
2
のRMS電流に
)
高速LED電流パルス制御
1.5MHz、30A高効率LEDドライバ
バックレギュレータ
次式を使って、ハイサイドおよびローサイドMOSFET
によって生じる電力損失(PD
PD Q x V x f
MOS HI G DD SW−
ここで、QG、R
=+ ( )
VxI xt txf
( )
⎛
IN OUT R F SW
⎜
⎝
RxI
( )
+
()
DS ON RMS HI
DS(ON)、tR
)を算定してください。
MOS
+
2
2
−
⎞
⎟
⎠
およびtFは、それぞれ上側の
スイッチングMOSFETの全ゲート電荷、最高動作温度
におけるオン抵抗、立上り時間および立下り時間です。
IIIIxIx
RMS HI VALLEY PK VALLEY PK−
=++ ( )
バックレギュレータでは、D = V
(I
-ΔIL/2)およびIPK=(I
OUT
PD Q x V x f
MOS LO G DD SW−
( )
RxI
()
DS ON RMS LO
IIIIxIx
RMS LO VALLEY PK VALLEY PK
=+ ( )
( )
=++
−
たとえば、｢アプリケーション情報｣の項のV
22
2
−
22
LED/VIN、IVALLEY
+ΔIL/2)です。
OUT
OUT
D
3
()
D
1
−
3
= 7.8V
=
での標準仕様から、ハイサイドとローサイドのMOSFET
のRMS電流は、1Aのバックレギュレータの場合、それ
ぞれ0.77Aと0.63Aです。MOSFETパッケージの熱イン
ピーダンスによって、ジャンクション温度が絶対最大定
格よりも少なくとも+25℃低く保たれるようにしてくだ
さい。次式を使って最大ジャンクション温度を計算して
ください：TJ= (PD
x θJA)+TA、ここで、θJAと
MOS
TAは、それぞれジャンクションと周囲間の熱インピー
ダンスおよび周囲温度です。
VINからPGNDへの貫通がないようにするために、
MAX16818は35nsの非重複時間を生成します。この
期間中は、ハイサイドMOSFETもローサイドMOSFET
も導通しておらず、出力インダクタは電流を流し続ける
必要があるため、ローサイドMOSFET固有のボディ
ダイオードが導通経路になります。このダイオードの
順方向電圧はかなり大きいため、順方向電圧の小さい
ショットキーダイオード(ローサイドMOSFETと並列)
にMOSFETボディダイオードの電流を迂回させると、
効率が改善されます。
ブーストレギュレータ
次式を使って、MOSFETによって生じる電力損失
(PD
⎛
⎜
⎝
連続モードのブーストレギュレータでは、D = V
(V
(I
OUT
)を算定してください。
MOS
PD Q x V x f
( )
=+
FET G DD SW
VxI xt txf
( )
IN OUT R F SW
IIIIxIx
RMS HI VALLEY PK VALLEY PK
IN
( )
=++
−
+ V
LED
)、I
+
2
VALLEY
⎞
RxI
( )
+
⎟
⎠
22
= (I
OUT
DS ON RMS HI
()
2
−
D
3
LED
- ΔIL/2)およびIPK=
+ΔIL/2)です。
MOSFET両端間の電圧は次式の通りです。
V
MOSFET
= V
LED
+ V
F
ここで、VFはダイオードの最大順方向電圧です。
ブーストレギュレータの出力ダイオードは、LEDの直列
電圧のV
を処理することができる定格である必要が
LED
あります。また、このダイオードは高速逆リカバリ特性
を備えており、かつLED電流に等しい平均順方向電流を
処理する必要があります。
入力コンデンサ
バックレギュレータの設計では、バックコンバータの
不連続の入力電流波形によって入力コンデンサに大きな
リップル電流が流れます。スイッチング周波数、ピーク
インダクタ電流およびソース側に戻る許容ピークトゥ
ピーク電圧リップルが必要な容量を決定します。スイッ
チング周波数を高くするか、または逆位相コンバータ
を並列接続すると、ピーク電流と平均電流の比が低下
して、同じLED電流に対して必要な入力容量が小さく
なります。入力リップルは、ΔV
よって生じる)とΔV
(コンデンサのESRによって生じる)
ESR
(コンデンサの放電に
Q
から成ります。大リップル電流対応の低ESRセラミック
コンデンサを入力に使用してください。ESRとコンデンサ
の放電からの寄与をそれぞれ30%と70%に等しいと
見積もってください。次式を使って、この指定された
リップルに必要な入力容量とESRを計算してください。
V
Δ
ESR
IN
⎛
⎜
⎝
I
OUT
ESR
=+
I
Δ
⎞
L
⎟
⎠
2
MAX16818
/
______________________________________________________________________________________ 21
高速LED電流パルス制御
1.5MHz、30A高効率LEDドライバ
バックレギュレータの場合は、
IxDD
()
C
IN
ここで、I
はコンバータの出力電流です。たとえば、
OUT
VIN=13.2V、V
=
LED
OUT
Vxf
Δ
=7.8V、I
−1
QSW
OUT
=1A、 ΔIL=
0.4AおよびfSW= 330kHzの場合、ESRと入力容量が
100mV以下の入力ピークトゥピークのリップルに対して
計算され、ESRと容量の値はそれぞれ25mΩと10μFに
MAX16818
なります。
ブーストレギュレータの設計の場合、入力コンデンサ
の電流波形はインダクタと振幅がΔILの三角波によって
決まります。簡単にするために、電流波形は三角波の
1/2の振幅を持った方形波で近似することができます。
次式を使って、指定されたリップルに必要な入力容量
とESRを計算してください。
V
Δ
=
Δ
ESR
I
L
ESR
IN
ブーストレギュレータの場合は、
I
Δ
L
xD
=
Δ
2
Vxf
QSW
C
IN
ブーストレギュレータの場合のデューティサイクルDは、
(V
=13.2V、V
OUT
- VIN)/V
LED
に等しくなります。例として、V
OUT
=15.6V、I
=1A、 ΔIL=0.4A
OUT
およびfSW= 330kHzの場合、ESRと入力容量が100mV
以下の入力のピークトゥピークリップルに対して計算
され、ESRと容量の値はそれぞれ250mΩと1μFになり
ます。
出力コンデンサ
バックコンバータの場合、インダクタは必ず負荷に接続
されるため、インダクタンスがリップル電流を制御し
ます。出力コンデンサがこのリップル電流の一部を
分流し、LED列が残りの電流を吸収します。コンデンサ
のリアクタンス(容量とESRを含む)およびLEDダイオード
列のダイナミックインピーダンスが、LEDとコンデンサ
の間のリップル電流を分割するコンダクタンス分割比
を形成します。多くの場合、このコンデンサはESRに
比べて非常に大きく、この分割比はESRとLEDの抵抗値
で表されます。
出力コンデンサはMOSFETのオンタイムの間に全負荷に
電流を供給する必要があり、かつオフタイムの間に充
電されるため、ブーストコンバータは出力コンデンサに、
より厳しい条件を要求します。この場合のリップル電流
は全負荷電流であり、保持時間はスイッチング周期と
デューティサイクルの積と等しくなります。
電流制限
MAX16818は、平均電流制限のほかにヒカップ電流制限
を備えています。連続した出力短絡時に回路がヒカップ
モードに確実に入るよう、ヒカップ電流制限は平均電流
制限よりも10%低く設定されます。抵抗をLIMとグランド
間に接続するとヒカップ電流制限値が増加しますが、LIM
をグランドに短絡するとヒカップ電流制限回路がディ
セーブルされます。
平均電流制限
MAX16818の平均電流モード制御技術は、最大出力
電流を正確に制限します。MAX16818は検出抵抗両端間
の電圧を検出し、それに応じてピークインダクタ電流
(I
)を制限します。電流検出電圧が25.5mV (min)に
L-PK
達するとオンサイクルが終了します。次式を使って、
最大の電流検出抵抗値を決定してください。
0 0255
.
=
R
S
I
OUT
−
3
x
.
R
=
075 10
R
S
PD
IN
ここで、PDRは直列抵抗における消費電力です。PCBに
付随する寄生成分を補償するために、5%小さいRSの値
を選択してください。また、適切な電力定格の無誘導型
抵抗を選択してください。
ヒカップ電流制限
LIMを無接続のままにすると、ヒカップ電流制限値は
平均電流制限スレッショルドよりも必ず10%低くなり
ます。ヒカップ電流制限値を平均電流制限値の90%から
100%に増加するためには、抵抗をLIMとSGND間に
接続してください。この平均電流制限の設計技術は、
平均出力電流を正確にその電流制限スレッショルドに
制限します。ヒカップ電流制限を平均電流制限値に等しい
かまたはそれ以上に設定すると、出力電流はヒカップ
電流制限を起動することができる点に達しません。
ヒカップ電流制限を平均電流制限よりも少なくとも5%
低く設定して、過負荷時にヒカップ電流制限回路が起動
するようにしてください。｢標準動作特性｣の｢Hiccup
Current Limit vs. R
(ヒカップ電流制限対R
EXT
グラフを参照してください。
EXT
)｣の
22 ______________________________________________________________________________________
高速LED電流パルス制御
1.5MHz、30A高効率LEDドライバ
補償
主制御ループは、内側の電流ループ(インダクタ電流)と
外側のLED電流ループで構成されます。MAX16818は、
平均電流モード制御方式によってLED電流をレギュ
レートします(図7)。VEA出力は電流ソース用の制御電圧
を供給します。内側の制御ループはインダクタのポール
を吸収して、LED電流ループの次数をシングルポールシ
ステムの次数に落とします。電流制御ループを設計する
際の最重要事項は、インダクタの下降スロープ(CEAの
出力では上昇スロープになる)が内側のランプスロープ
を超えないようにすることです。これは、スロープ補償
が不十分なピーク電流モードで起きる発振に似た低調波
発振を避けるのに必要な条件です。このために、次式に
基づいてCEAの出力における抵抗値RCFを制限する必要
があります(図6)。
バックレギュレータの場合は、
ここで、V
VfL
≤
AgRV
VmSLED
= 2V、gm= 550μS、AV= 34.5です。
105
R
≤×
CF
RAMP
R
CF
××
RAMP SW
×××
fL
×
SW
RV
×
SLED
ブーストレギュレータの場合は、
VfL
××
R
≤
CF
R
CF
RAMP SW
AgR V V
××× −
VmS LEDIN
≤ 1005 ×
RV V
()
×
fL
SW
×−
()
SLEDIN
f
C buck
_
.
9 488
()
=
×× ×
mS V R V R
SINCF
×
2π
L
ブーストレギュレータの場合は、
AgRV R
××× ×
f
C boost
_
VmSLEDCF
=
VL
RAMP
××2π
つまり、
.
9 488
()
f
C boost
=
_
十分な位相マージンを得るには、R
×× ×
mS V R V R
SLEDCF
×
2π
L
CFとCCZ
によって
形成されるゼロをクロスオーバ周波数の1/3〜1/5より
上に置かないようにしてください。RCFとCCPによって
形成されるポールはほとんどのアプリケーションで要求
されませんが、スイッチング周波数またはそれ以上の
周波数でノイズを最小にするために加えることができ
ます。
消費電力
TQFNは放熱特性を高めたパッケージで、約2.7Wを
消費することができます。このハイパワーパッケージ
によって、高周波で大電流のLEDドライバを12Vバス
または24Vバスから動作させることができます。
MAX16818の消費電力は、入力電圧と全V
レータ出力電流(ICC)の積として計算してください。I
レギュ
CC
CC
には自己消費電流(IQ)とゲート駆動電流(IDD)が含まれ
ています。
PVxI
=
DINCC
IIfxQQ
( )
=+ +
CC Q SW G G
[]
12
MAX16818
内側の電流ループのクロスオーバ周波数は次式で表され
ます。
バックレギュレータの場合は、
AgRVR
××× ×
f
C buck
_
AV=34.5、gm=550μSおよびV
VmSINCF
=
VL
RAMP
××2π
RAMP
=2Vの場合は
次のようになります。
______________________________________________________________________________________ 23
ここで、QG1とQG2はV
= 5Vにおけるローサイド
GATE
およびハイサイドの外付けMOSFETの全ゲート電荷で、
IQは｢標準動作特性｣の｢Supply Current (IQ) vs. Frequency
(消費電流(I
)対周波数)｣のグラフから推定され、fSWは
Q
LEDドライバのスイッチング周波数です。ブースト
ドライバの場合、一方のゲート電荷QG1のみを考慮して
ください。
次式を使って、所定の周囲温度(T
最大消費電力(P
P
DMAX
)を計算してください。
DMAX
= 34.5 x (150 - TA) mW
)におけるチップの
A
高速LED電流パルス制御
1.5MHz、30A高効率LEDドライバ
PCBレイアウトのガイドライン
以下のガイドラインに従ってスイッチング電圧レギュ
レータをレイアウトしてください。
1) IN、V
およびVDDのバイパスコンデンサを
CC
MAX16818の近くに配置してください。
2) 入力コンデンサ、上側のスイッチングMOSFET、
インダクタおよび出力コンデンサから入力コン
MAX16818
デンサの負端子に戻る大電流ループの面積と長さ
を最小にしてください。
3) 下側のスイッチングMOSFET、インダクタおよび
出力コンデンサが形成する電流ループを短くして
ください。
4) ショットキーダイオードを下側のMOSFETに近づけ
てPCBの同じ側に配置してください。
5) SGNDとPGNDを分離して、これらを1点で接続して
ください。
6) 電流検出ラインのCSPとCSNをループ面積が最小
になるように相互に近づけて配線してください。
同様に、リモート電圧検出ラインのSENSE+と
SENSE-を相互に近づけて配線してください。
これらの重要な信号ラインを電源回路と交差させ
ないでください。この電流は電流検出抵抗のパッド
で正しく検出してください。
7) V
のバイパスコンデンサ、MAX16818のドライバ
DD
出力、MOSFETのゲートおよびPGNDの間の
トレースは長くならないようにしてください。V
バイパスコンデンサ、ブートストラップダイオード、
ブートストラップコンデンサ、MAX16818および
上側のMOSFETのゲートが形成するループを最小
にしてください。
8) 放熱を良くするために、電力部品をボード全体に
均等に配置してください。
9) スイッチングMOSFET、インダクタおよび検出抵抗
とその付近には、熱消費を良くするための十分な
銅面積を設けてください。
10) 幅が広い銅のトレース(配線パターン)(2オンス)を
使用してトレースのインダクタンスと抵抗を小さ
くし、効率を最大にしてください。また、幅が広い
トレースは発熱部品を冷却します。
CC
の
ピン配置____________________________
TOP VIEW
SGND
SENSE-
SENSE+
SGND
V
CC
V
DD
IN
22
23
24
25
26
27
28
CSP
21
+
1
PGND
CSN
19
20
MAX16818
* EXPOSED PAD
N.C.
DIFF
DL
TQFN
EAN
EAOUT
CLP
OVI
16
17
18
432
BST
15
LIM
14
13
V_IOUT
RT/SYNC
12
EN
11
PGOOD
10
CLKOUT
9
SGND
8
6
7
5
LX
DH
N.C.
チップ情報 __________________________
TRANSISTOR COUNT: 5654
PROCESS: BiCMOS
パッケージ __________________________
最新のパッケージ情報とランドパターンは、
japan.maxim-ic.com/packages
パッケージタイプ パッケージコード ドキュメントNo.
28 TQFN T2855-3
をご参照ください。
21-0140
24 ______________________________________________________________________________________
高速LED電流パルス制御
1.5MHz、30A高効率LEDドライバ
改訂履歴 __________________________________________________________________________
版数 改訂日 説明 改訂ページ
MAX16818
0 10/06 —
1 6/08 12, 23
2 3/09 20
初版
｢補償｣の項の入れ替えと図4の修正。
｢インダクタの選択｣の項の式を更新。
〒169 -0051東京都新宿区西早稲田3-30-16（ホリゾン1ビル）
TEL.(03)3232-6141 FAX.(03)3232-6149
Maximは完全にMaxim製品に組込まれた回路以外の回路の使用について一切責任を負いかねます。回路特許ライセンスは明言されていません。
Maximは随時予告なく回路及び仕様を変更する権利を留保します。
Maxim Integrated Products, 120 San Gabriel Drive, Sunnyvale, CA 94086 408-737-7600 ____________________ 25
© 2009 Maxim Integrated Products Maxim is a registered trademark of Maxim Integrated Products, Inc.
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